• Гідрологія і Гідрометрія
• Господарське право
• Економіка будівництва
• Економіка природокористування
• Економічна теорія
• Земельне право
• Історія України
• Кримінально виконавче право
• Медична радіологія
• Методи аналізу
• Міжнародне приватне право
• Міжнародний маркетинг
• Основи екології
• Предмет Політологія
• Соціальне страхування
• Технічні засоби організації дорожнього руху
• Товарознавство продовольчих товарів

Генератори напруги та струму

При узгоджені за опорами першого каскаду підсилювача з виходом датчика, вихідних та вхідних опорів багатокаскадних підсилювачів, а також вихідного каскаду з кінцевими пристроями РЕА широко користуються поняттями щодо джерел постійної напруги та струму.

Генератором напруги або генератором електричної рушійної сили (е.р.с.) є джерело постійної або змінної напруги, яке має внутрішній опір R_i = 0. Це ідеальний випадок. Генератори напруги забезпечують постійну напругу на навантаженні при зміні його опору. В реальних схемах для визначення типу генератора оцінюють співвідношення опорів навантаження (наступного каскаду) та R_i (вихідного опору попереднього каскаду). Для пояснення цього положення та грамотного його використання звернемось до схеми подільника напруги (рис.1.11). Основне завдання генератора напруги - забезпечити постійну напругу на навантажені за зміни струму. Для згаданої схеми можна записати:

U_н = Е – I_н .

В даному випадку R₁розглядається як внутрішній опір генератора. За умови, коли R₁ << R₂, тобто R₁ << Rн можна допустити R₁= 0, а значить U_н = Е = const. Наприклад, якщо R₁ = 1 кОм, а R₂ = 100 кОм, маємо генератор постійної напруги. Напруга на навантажені (R2) буде залишатись незмінною (майже незміною) при зміні опору навантаження в межах приблизно від 10 кОм і більше, тому в таких межах з допустимою похибкою джерело можна вважати генератором напруги. Таким чином, генератори напруги мають внутрішній опір значно менший, ніж опір навантаження. Електронні пристрої, які побудовані на електронних вакуумних лампах мають зазвичай великий вхідний опір (мегоми), а тому керуються генераторами напруги.

Генератори струму – це джерела постійного або змінного струму, які в ідеальному випадку мають нескінченно великий внутрішній опір та забезпечують постійний струм в навантажені при зміни опору навантаження. В реальних схемах генератором струму з невеликими похибками можна вважати джерело за умови Ri>>Rн. Струм подільника напруги (рис.1.11) визначається:

I_н = E / ( R₁ + R₂ ).

За умови >> струм допустимо визначати співвідношенням E/R₁,а значить він залишається майже постійним при зміні опору навантаження від нуля до величини, за якої можна вважати, що R₁>>R₂. Зазвичай при аналізі електронних схем такий режим зберігається, коли =0.1 . Тобто, коли опори різняться на порядок. Це відноситься і до визначення співвідношення опорів в генераторах напруги.

В електронних схемах на біполярних транзисторах вхідний опір каскадів незначний (оми – кілооми), а тому керування каскадами відбувається генераторами струму.

Звертаю увагу на наступне. Електронні каскади зазвичай включаються послідовно, тобто до попереднього підсилювача з вихідним опором Rвих підключається наступний з вхідним опором Rвх. Для того, щоб наступний каскад не порушив режим роботи попереднього, необхідно дотримуватись співвідношення Rвх>10 Rвих. Наприклад, якщо вихідна напруга сформована за допомогою резисторів R1 та R3 (рис.1.12), вона буде становити приблизно 12В і майже не зміниться при підключенні паралельно резистора R4(100 кОм) ) - режим не буде порушено. Але при підключенні резистора R2 напруга впаде десь до 6 В, що недопустимо (треба враховувати). Загальні вимоги: вихідний опір якомога менший, а вхідний – якомога більший. Таким вимогам відповідають операційні підсилювачі.

При побудові підсилювачів потужності максимальний результат досягається за умови .

1.6.4 Моделювання електронних пристроїв

за допомогою RC- та RL-схем

Прості та складні радіоелектронні схеми при їх аналізі зображають за допомогою еквівалентних схем, що містять в собі резистори, конденсатори, індуктивності, керовані генератори струму та напруги. У таких схемах інерційність, наявність часових та частотних спотворень моделюють за допомогою L-та C-елементів. Електричні кола з елементами, що накопичують енергію (C та L) суттєво відрізняються від кіл, що складаються виключно з резисторів. В останніх з вимкненням незалежних джерел усі напруги і струми миттєво стають рівними нулю. Навпаки, в електричних колах зС- та L-елементами струми і напруги залишаються деякий час навіть після вимкнення незалежних джерел. Ці напруги та струми зменшуються за відповідним для даної схеми законом. Перехідний процес продовжується доти, доки вся накопичена енергія не розсіється на резисторах.

В електричних та електронних схемах з конденсаторами використовують три характерні залежності: дві характеристики розглядались вище (лінійна залежність між струмом та напругою і нелінійний процес заряду), а треття – це залежність опору конденсатора від частоти. В першому наближені конденсатори та індуктивності є частотозалежними опорами. Для постійного струму опір конденсатора зростає до нескінченності, а опір індуктивності зменшується до нуля. З урахуванням цього проаналізуйте зміни коефіцієнта передачі подільника у випадках, коли замінювати резистори конденсаторами та індуктивностями.

Параметри та можливості використання конкретної електронної схеми та пристрою можна оцінювати аналізуючи процеси в RC- та RL-колах. У схемах можуть бути безліч комбінацій резисторів з індуктивностями та конденсаторами. Шляхом різних перетворювань згадані комбінації зводяться до двох типів RC-схем (LC-схем):диференціюючих -ДС (рис. 1.12.) та інтегруючих -ІС (рис. 1.13.).

Електричні кола, побудовані винятково на ідеальних резисторах, не змінюють співвідношення опорів зі змінюванням частоти вхідного сигналу, а тому мають сталий коефіцієнт передачі напруги. Амплітудно-частотна характеристика схеми, тобто залежність модуля коефіцієнта передачі від частоти K_U(w), у цьому випадку являє собою горизонтальну лінію.

Рис. 1.12. Диференціююча RC-схема	Рис.1.13 Інтегруюча RС- схема

Наявність передбачених та непередбачених (паразитних) ємностей та індуктивностей зумовлює значну залежність коефіцієнта передачі схеми (К) від частоти. Наприклад, в ДС через конденсатор не передається постійна складова ЕІС, а тому модуль коефіцієнта передачі на частоті ω = 0 дорівнює нулю. Зі збільшенням частоти сигналів опір конденсатора зменшується, що забезпечує збільшення коефіцієнта передачі до максимального значення. Якщо не враховувати вплив паразитних ємностей та індуктивностей К залишається постійним при подальшому збільшені частоти до нескінченності

Диференціююча схема пропускає лише високочастотні складові ЕІС, а тому відноситься до фільтрів високої частоти (ФВЧ, рис.1.14).

В інтегруючих схемах навпаки, в області низьких частот опір конденсатора на виході забезпечує максимальний коефіцієнт передачі. Зі збільшенням частоти ЕІС опір конденсатора зменшується, співвідношення опорів зменшується К спадає. Маємо фільтр нижніх частот (ФНЧ, рис.1.15).

Рис.1.14. Амплітудно-частотна характеристика диференцюючої схеми.	Рис.1.15. Амплітудно-частотна характеристика інтегруючої схеми.

За допомогою таких схем створюють та моделюють різноманітні електронні пристрої та системи, а тому вивчення та аналіз поведінки таких схем в частотній та часовій областях дасть можливість вивчати та досліджувати підсилювачі й більш складні пристрої та системи.

Схему, подану на рис.1.12 , називають диференціюючою, тому що за певних умов напруга на її виході пропорційна похідній напрузі на вході, що забезпечується процесом зарядження конденсатора.

1.6.5.1 Перехідна характеристика диференціюючих схем

Така характеристика використовується при аналізі пристроїв в часовій області. При цьому досліджуються процеси заряду та розряду конденсатора. Як тестовий використовують східчастий стрибок напруги (рис.1.16 а).

При вмиканні конденсатора до джерела з напругою U_вх напруга на ньому (заряд конденсатора) змінюється за експонентою:

U_c = U_вх(1- е ) .

Напруга на виході:

U_вих = U_вх – U_c; = U_вх е .

У початковий момент (t = 0) напруга на конденсаторі дорівнює нулю, а напруга на виході стрибком досягає максимального значення, яке дорівнює амплітуді вхідного сигналу (рис.1.16 в).

Починається зарядження конденсатора зi сталою часу t = RC. Напруга U_c зростає, а U_вих падає. Через час t =t напруга на виході дорівнюватиме:U_вих = U_вх е ,тобто зменшиться в “е” разів та досягне рівня: U_вих = 0,37U_вх. При цьому напруга на конденсаторі U_c = U_вх –U_вих; U_с = 0,63U_вх.

Через час t = 2t напруга на виході зменшиться до рівня:

U_вих = U_вх e^-2t/t = U_вх e^-2 = 0,13 U_вх, a Uc = 0,87 U_вх.

Через час t = 3tперехідні процеси практично закінчуються. Так формується перехідна характеристика ДС(рис.1.16,в). Тривалість перехідних процесів визначають як час зміни напруги U_вих від 0,05 до 0,95, що відбувається приблизно за 3t. Цю величину необхідно запам`ятати.

Форма сигналу на виході ДС та ступінь його спотворення визначаються співвідношенням t_і/t і може суттєво відрізнятися за формою від вхідного. Якщо на вхід поступає прямокутний імпульс на виході одержимо 100% спад вершини. Такі спотворення мають місце, коли тривалість імпульсу значно перевищує сталу часу (t >> t).

Процес диференціювання використовують в імпульсних пристоях для формування коротких імпульсів. .Розглянуті RC-кола використовують і у лінійних схемах, зокрема у підсилювачах. Треба зауважити, що в цьому випадку вимоги до величини t зовсім інші. Необхідно, щоб інформаційний сигнал при підсиленні зберігав на виході форму вхідного сигналу, тобто якомога ближче відтворював форму вхідного сигналу. Це можливо коли за час дії імпульсу (t_і) заряд конденсатора суттєво не зміниться, що відбувається за умови t_і <<t. У даному випадку конденсатор використовують як елемент міжкаскадного зв`язку, що відокремлює електричні кола за постійним струмом, але передає змінні складові, що не обумовлює спотворень інформаційних сигналів (наприклад, в підсилювачах з резистивно-ємнісним зв`язком - в RC-підсилювачах). В таких пристроях ДС вхідними колами, стала часу яких визначається ємністю відокремлюючого конденсатора та вхідним опором підсилювача.

При проектуванні та налагодженні електронних пристроїв з такими конденсаторами (при наявності ДС) виникає задача забезпечення допустимого заряду конденсатора за , тобто допустимого спаду вершини імпульсу ΔU. Зазвичай допустимим вважається 10%-й спад вершини імпульсу (якщо спеціально не підкреслено в технічному завдані), тобто коли ΔU = 0.1 U макс, де U макс – максимальне значення амплітуди вихідного сигналу.

Пропоную самостійно за допомогою моделювання ДС в середовищі MS набути навичок експериментального налагодження схем з метою визначення необхідної величини t для передачі імпульсу заданої тривалості з указаним вище спадом.

Моделювання в середовищі MS дозволяє експериментально визначити ступінь спотворення імпульсів, а також опанувати методикою визначення тривалості імпульсів, за якої конкретна схема забезпечить допустимі зміни форми ЕІС (вправи 1.

1.6.5.2 Амплітудно-частотна характеристика диференціюючих схем

Для вивчення процесів в таких схемах знову звернемось до схеми подільника напруги, коефіцієнт передачі якого залежить від співвідношення опорів R₂/(R₁+ R₂). Якщо резистор R1 замінити конденсатором, опір якого буде зростати зі зменшенням частоти (1/ωС), співвідношення опорів буде змінюватись, що викличе зміну коефіцієнта передачі.

У результаті в області малих частот коефіцієнт передачі зменшується і за умовиω=0 (1/wC >> R₂ )досягає Кu = 0. В області середніх та великих частот опір конденсатора суттєво зменшується (ним можна знехтувати 1/wC << R₂ ), а тому Кu = 1.

Властивості схеми в частотній області оцінюють за допомогою АЧХ, яка відображає залежність модуля коефіцієнта передачі від частоти. Для одержання такої характеристики в формулу 1.1 замість резистора R1 підставляємо комплексний опір конденсатора. Одержуємо вираз для комплексного коефіцієнта передачі. Залежність модуля цього коефіцієнта від частоти визначають за формулою:

Це є АЧХ диференціюючої схеми.

Звідки видно, що межова частота ДС, тобто частота, на якій модуль коефіцієнта передачі спадає до рівня 0.707 (зменшується у рази) фіксується на рівні w_Н =1/τ_Н , де τ_Н = RC – стала часу ДС. Для області середніх на високих частот, , коли впливом конденсатора вже можна знехтувати (через його малий опір) K_U =1.

Таким чином, диференціюючі RC-схеми пропускають сигнали і частотою w ³ w_н, тобто є фільтрами верхніх частот (рис. 1.14 .).

В області нижніх часто, де w < w _н, конденсатор суттєво впливає на процес формування вихідних сигналів та забезпечує процес диференціювання.

Для експериментального визначення АЧХ як тестовий сигнал використовують гармонічний сигнал (сінусоїду) постійної амплітуди та змінної частоти. Це дає можливість визначити , на якій коефіцієнт передачі зменшується до рівня 0.707 К ₀, а при використанні логарифмічних одиниць на -3 дБ. Для оперативної оцінки смуги пропускання при налагодженні ЕС використовують спеціальні прилади – вимірювачі АЧХ, в яких характеристика висвічується на екрані осцилографа.

При дослідженнях в середовищі MS для одержання АЧХ використовують Bode-Ploter(рис. 1.23).

Перехідна та частотна характеристики пов`язані між собою. Для покращення характеристик пристрою (підсилювача) необхідно розширити діапазон в області нижніх частот. Для цього збільшують tн,що забезпечить зменшення wн, а водночас зменшить спад вершини імпульсу.

6.6 Дослідження інтегруючих RC-схем

1.6.6.1 Перехідна характеристика інтегруючих схем

В таких колах за відповідних умов вихідна напруга пропорційна інтегралу за часом від вхідної напруги:

U_вих= a ò U_вх dt .

Відмінності кіл, що інтегрують, від тих, що диференціюють, полягає в тому, що вихідна напруга знімається з конденсатора (рис.1.17, в). Використовують ці кола для отримання лінійно змінюваних пилоподібних напруг, а також для реалізації операцій інтегрування. Для виконання такої операції необхідно, щоб стала часу кола tбула значно більшою від тривалості вхідного імпульсу t >> t_{і вх}, а для синусоїдального сигналу – RC >> 1/w. В електронних пристроях завжди проявляються дії паразитних конденсаторів (індуктивностей), ємностей навантаження та інерційність активних і пасивних компонентів, що також моделюється вмиканням конденсаторів та індуктивностей. Тобто, у вихідному колі пристроїв принципово не можливо виключити наявність інтегруючих кіл, які обмежують граничні частоти в області великих частот та спотворюють форму вихідних сигналів.. Вивчення та аналіз таких схем дозволить грамотно оцінювати їх вплив на формування та передачу ЕІС.

При подачі на вхід ІС східчастої напруги (рис.1.17.а) у початковий момент (t = 0) вся вхідна напруга прикладена до резистора (рис.1.17б), а напруга на виході ( на конденсаторі) дорівнює нулю (рис.1.17в). Конденсатор починає заряджатись зі сталою часу t = RC. Струм поступово зменшується, що обумовлює зменшення спаду напруги на резисторі, а на виході напруга (U_вих = U_с) зростає до значення U_вих = U_вх. Перехідна характеристика інтегруючого кола подана на рис.1.17 в.

Тривалість перехідного процесу в даному випадку так само, як і у диференціюючих колах оцінюють за 3t при фіксаціях на рівня (0,05 - 0,95) U_вих. Таким чином визначають тривалість перемикання електронних ключів, пристроїв та систем в цілому. Цей параметр визначає, тривалість переднього фронту t_ф, а відтак – і швидкодію пристрою, що широко використовується при аналізі імпульсних та цифрових ЕС.

Коли на вхід ІС поступає послідовність імпульсів прямокутної форми тривалістю t_і, то для їх передачі без суттєвого спотворення необхідно, щоб стала часу була мала (t << t_і). У цьому випадку вихідна напруга майже відтворює форму вхідних імпульсів, оскільки конденсатор встигає повністю зарядитись за час, який становить дуже малу частку тривалості імпульсу. Зазвичай вважають допустимими спотворення імпульсів, якщо t_ф ≤ 0.1 t_і . Цим співвідношенням будемо широко користуватись в подальших розділах, зокрема при вивчені підсилювачів.

Якщо t >> t_і форма імпульсів на виході суттєво спотворюється. Віддбувається процес інтегрування.

За час дії імпульсу конденсатор повільно заряджається, а напруга на ньому не встигає досягти напруги U_вх. По закінченні вхідного імпульсу конденсатор так само повільно розряджається. Таким чином, на ємнісному виході формуються розтягнуті імпульси, які мають форму експоненціальної пилки. Такі спотворення вхідних імпульсів не завжди допустимі. У цьому випадку тривалість переднього фронту вихідного імпульсу дорівнює тривалості інформаційного імпульсу t_i.

Зрозуміло, що час заряду та розряду конденсатора визначає також мінімальний період вхідних імпульсів і швидкодію.

Форма вихідних імпульсів за різних співвідношень подана на рис.1.18.

Аналіз наведених осцилограм показує, яким чином співвідношення

t_i /τ впливає на форму вихідних імпульсів. Верхні три випадки демонструють процес інтегрування вхідних імпульсів. Зверніть увагу на те, що чим більше співвідношення t_i /τ тим точніше відбувається процес інтегрування, тим ближче вихідний сигнал наближається до лінійної пилоподібної напруги (1-ша та 2-га осцилограми). На третій осцилограмі вже помітний експоненціальний закон зміни вихідної напруги. Нижня осцилограма свідчить щодо передачі імпульсів з допустимими спотвореннями ( << ).

1.6.6.2 Амплітудно-частотна характеристика інтегруючих схем

В даному випадку для формування АЧХ в формулу визначення коефіцієнта передачі подільника напруги замість R2 записуємо комплексний опір конденсатора. Одержуєм вираз для комплексного коефіцієнта передачі, модуль якого визначається:

Звідки видно, що межова частота інтегруючої схеми, тобто частота на якій модуль коефіцієнта передачі спадає до рівня 0.707 (зменшується у рази) фіксується на рівні w_В =1/τ_В , де τ_В = RC – стала часу інтегруючої схеми. Для постійної складової, області нижніх частот та для середніх частот, коли впливом. конденсатора ще можна знехтувати K_U =1.

Інтегруючі схеми зі збільшенням частоти зменшують амплітуду вихідного сигналу, коефіцієнт передачі падає, тобто. є фільтрами нижніх частот (рис.1.15).

У схемах завжди є паразитні ємності монтажу, активних та пасивних елементів. Вони зумовлюють обмеження діапазону частот інформаційних сигналів, що передаються на вихід схеми.

Частотні і перехідні характеристики пов’язані між собою. Розширення частотного діапазону в області верхніх частот обумовлює зменшення тривалості перехідних процесів, збільшення швидкодії схеми, зменшення тривалості переднього фронту імпульсу на виході. Поданий матеріал ґрунтовно використовується при вивченні та дослідженні RC-підсилювачів та підсилювачів постійного струму(див.8.3 та 8.5).

На завершення цієї теми на рис. 1.19 подані зміни форми вихідних сигналів в залежності від співвідношення сталих часу диференціюючих та інтегруючих схем і тривалостей поданих вхідних сигналів. Диференціюючі та інтегруючі схеми будують також з використанням RL - елементів . Їх властивості та параметри співпадають з RC схемами при рівності сталих часу . Розуміння та засвоєння таких співвідношень дозволить грамотно та оперативно оцінити спроможність пристроїв обробляти ЕІС.

Читайте також:

1. LС – АВTОГЕНЕРАТОРИ
2. А) оптимальне значення величини зварювального струму; б) підвищене значення величини зварювального струму; в) низьке значення величини зварювального струму.
3. Автогенератори з коливальним контуром
4. Автоматичне розвантаження по струму.
5. Активний опір у ланцюзі синусоїдального струму
6. Аналіз двотактних перетворювачів напруги
7. Асинхронні виконавчі двигуни і тахогенератори
8. Асинхронні генератори
9. Баланс потужностей в електричних колах постійного струму
10. Баланс потужностей у колі гармонічного струму.
11. Безпечні методи звільнення потерпілого від дії електричного струму.
12. Безпечні методи звільнення потерпілого від дії електричного струму.

Переглядів: 3089