• Гідрологія і Гідрометрія
• Господарське право
• Економіка будівництва
• Економіка природокористування
• Економічна теорія
• Земельне право
• Історія України
• Кримінально виконавче право
• Медична радіологія
• Методи аналізу
• Міжнародне приватне право
• Міжнародний маркетинг
• Основи екології
• Предмет Політологія
• Соціальне страхування
• Технічні засоби організації дорожнього руху
• Товарознавство продовольчих товарів

Трансформаторні та безтрансформаторні підсилювачі класу А, В, АВ

Розглянемо найпростіший випадок однотактного вихідного каскаду. З точки зору схемотехніки, даний вид вихідного каскаду не відрізняється від каскадів попереднього підсилення. Різниця полягає лише в рівнях сигналів, які діють у вихідному каскаді. Однотактні вихідні каскади можуть бути резистивними, трансформаторними, та дросельними. Перші використовуються в тому випадку, якщо каскад працює на високоомне навантаження, і на виході ми повинні забезпечити значні рівні напруг. Трансформаторні каскади використовуються у випадку низькоомного навантаження (рис.3.1). При цьому, крім узгодження опорів, трансформатор забезпечує гальванічну розв'язку, дозволяє перейти від несиметричної схеми до симетричної. Водночас каскади такого типу характеризуються певними недоліками: 1 – значні масогабаритні характеристики; 2

– погіршення виду АЧХ і для її вирівнювання в каскади попереднього підсилення вводяться ланки корекції; 3 – протікання колекторного струму через первинну обмотку в одному напрямі зумовлюють насичення осердя трансформатора, що погіршує фазочастотні характеристики.

Рис. 3.1

Оскільки активна складова опору первинної обмотки трансформатора низька, то навантажувальна пряма каскаду за постійним струмом є практично вертикальною лінією. Величина опору навантаження колектора за змінним струмом R_п складається з індуктивного опору первинної обмотки і так званого приведеного до первинної обмотки опору навантаження (рис.3.2).

Рис. 3.2

Приведена величина опору колекторного навантаження розраховується за формулою

R_н~ ^R₂^н ,де n ^W2. n W₁

Даний каскад може працювати тільки в режимі А. Використання цього каскаду, наприклад, в режимі В зумовлює до виникнення парних гармонік, які досягають процентний зміст яких складає 40 %. Робота підсилювача в режимі А заздалегіть погіршує його енергетичні характеристики. Величина корисної потужності дорівнює площі трикутника АВС і визначається за формулою

^P~ ^SABC ₂^Ukm ^Ikm ^.

Водночас величина загальної споживаної потужності дорівнює площі чотирикутника ZBDO

^{P S}ZBD0 ^Uko ^Iko ^.

Отже, величина коефіцієнта корисної дії буде такою:

Оскільки U_km U_ko і I_km I_ko , то при підсиленні сигналів високої постійної амплітуди однотактні каскади класу А не можуть забезпечити ККД більше ніж

50 %.

Якщо розглянути випадок підсилення радіомовного сигналу, величина амплітуди U_km якого змінюється в широких межах, то виявляється, що ККД буде

складати одиниці процентів. Наприклад, якщо U_km 0,3U_km , то величина ККД становитиме 6 – 10 %.

Трансформаторні каскади використовуються в магістральних лініях зв'язку і тільки тому, що вони забезпечують гальванічну розв'язку й ефективне узгодження опорів.

Дросельні вихідні каскади використовуються в тому випадку, якщо опір навантаження співрозмірний із вихідним опором вихідного каскаду.

Значно вищі енергетичні характеристики забезпечуються при використанні двотактних вихідних каскадів (рис. 3.3). Принцип роботи таких каскадів полягає в тому, що використовується два однакових однотактних каскади, кожен із яких підсилює свою (додатну чи від'ємну) півхвилю сигналу. Двотактні вихідні каскади можуть бути трансформаторними та безтрансформаторними. Останні прийнято поділяти на вихідні каскади з одним та двома джерелами живлення.

Рис.3.3

У даній схемі резистори R₁, R₂ задають режим роботи, емітерний резистор R_е забезпечує стабілізацію положення робочої точки. Вихідний трансформатор виконаний із симетричною первинною обмоткою. Вхідний трансформатор забезпечує наявність двох протифазних сигналів (фазоінверсний трансформатор) В перший на півперіод на базу VT2 подається закриваюча напруга, на VT1 – відкриваюча (рис. 3.3).

Синусоїдальна зміна базової напруги приводить до відповідної зміни колекторного струму, який у перший напівперіод протікає від кінця до початку першої половини первинної обмотки трансформатора (рис. 3.3). Виникаючий при цьому магнітний потік індукує у вторинній обмотці півхвилю синусоїдальної ЕРС.

У на ступний півперіод VT1 закритий, a VT2 формує другу на півхвилю ЕРС, наведеної у вторинній обмотці. Полярність індукованої при цьому напруги буде протилежна попередньому випадку, оскільки колекторний струм VT2 протікає від початку до кінця другої половини первинної обмотки трансформатора. Якщо схема симетрична, то вихідний сигнал практично не містить другої гармоніки. Симетрія схеми робить її нечутливою до пульсацій напруги живлення, до перешкод синфазного типу. Проте нелінійність характеристик підсилювальних елементів спричинює виникнення непарної - третьої гармоніки, амплітуда якої суттєво менша, ніж амплітуда другої гармоніки у випадку однотактного вихідного каскаду, що працює в режимі В.

Нелінійність характеристик підсилювальних елементів при малих значеннях колекторного струму зумовлює виникнення спотворень типу "сходинка" (рис. 3.4).

У зв'язку з цим частіше використовують режим АВ. Слід зазначити, що в режимі В коефіцієнт корисної дії ~ 80% , в режимі АВ – ~ 70%, але зникають спотворення

за рахунок компенсації спотворених малих значень синусоїдальних струмів верхнього та нижнього плечей каскаду.

Двотактні трансформаторні каскади (рис. 3.3) забезпечують знижений рівень нелінійних спотворень, обумовлений компенсацією кривизни наскрізних характеристик плечей підсилювача, внаслідок протифазності керування ними. З точки зору спектральних складових, це виражається у відсутності (компенсацій) парних гармонік у спектрі вихідного сигналу. Вважатимемо, що колекторні струми транзисторів обох плечей підсилювача в режимі А містять гармонійні складові і, наприклад, для першого транзистора колекторний струм можна забразити, при нульовому зсуві фаз гармонійних складових, у вигляді

i_к1 I_к0 І_т1cos t I_m2cos2 t І_т3cos3 t .

Коливання на вхід другого транзистора подаються у протифазі за знаком, а для гармонійного сигналу це еквівалентно зсуву за часом на півперіода. Тому перші гармоніки колекторних струмів мають протилежні знаки. Зсув на півперіод першої

гармоніки буде зсувом на цілий період другої гармоніки, отже, друга гармоніка колекторних струмів транзисторів обох плечей матиме однаковий знак.

Продовжуючи міркування для вищих гармонік, отримаємо i_{к 2} I_к0 І_т1cos t I_m2cos2 t І_т3cos3 t ...

Колекторні струми транзисторів протікають через половини обмоток вихідного трансформатора в протилежних напрямах. Тому зміна величини

пропорційна різниці струмів, не містить парних гармонік. Компенсація не може бути повною, якщо частотні властивості транзисторів плечей підсилювача різні. До переваг двотактного підсилювача слід віднести його малу чутливість до пульсацій напруги живлення, оскільки вони компенсуються при відніманні струмів колекторів. Це ж стосується всіх перешкод синфазного типу, як наприклад зміни

температури навколишнього середовища.

Як фазоінверсний каскад можна використовувати транзисторні схеми. Вони не забезпечують гальванічної розв'язки, проте дозволяють суттєво зменшити масогабаритні параметри підсилювача. Прикладом фазоінвертуючого каскаду може бути каскад з розділеним навантаженням (рис. 3.5 а).

Рис.3.5

Номінали резисторів R₁,R₂ цієї схеми, як правило, вибираються рівними між собою. Недоліком схеми є те, що вихідний опір різний на різних виходах. Цей недолік вдається усунути, використовуючи схему з інвертуючим каскадом (рис. 3.5 б). У цьому випадку обидва сигнали знімаються з емітерів транзистора, і забезпечується найменша величина вихідного опору. Найбільш високу температурну стабільність параметрів протифазних сигналів забезпечує схема рис. 3.6, яка є базовою для диференційних підсилювачів.

Рис.3.6

Один із входів схеми за змінним струмом закорочений конденсатором Сб. Обернений зв'язок здійснюється з допомогою емітерного резистора R_e .

Суттєвим недоліком трансформаторних вихідних каскадів є значні масогабаритні параметри підсилювача. Це робить неможливим виконання підсилювачів в інтегральному виді. В тому випадку, коли навантаження підсилювачів є низькоомним, питання узгодження вихідного опору підсилювача з опором навантаження розв’язується шляхом використання схем зі спільним колектором (емітерний повторювач), які забезпечують найбільш низький вихідний опір.

Безтрансформаторні вихідні каскади прийнято поділяти на каскади, що живляться від одного або двох джерел живлення. Прикладом схеми першого типу може бути схема (рис. 3.7).

Рис.3.7

У даній схемі VT₂ та VT₃ утворюють так звану комплементарну пару, тобто це є два транзистори з абсолютно однаковими параметрами, але різними типами провідності. Обидва транзистори працюють у режимі В або АВ. Режим їх роботи задається спадом напруги на прямозміщеному діоді VD1. Кількість діодів може бути і більшою в залежності від того, який режим роботи необхідно задати. Використання діодів обмежує можливість плавного задання режиму роботи, проте виконує функцію температурної стабілізації положення робочої точки. З цієї точки зору нераціонально замінювати діод резистором, крім цього, напівпровідник, з якого виготовлений діод, повинен бути таким же, як у транзисторів. Транзистор VT1 здійснює попереднє підсилення вхідного сигналу за напругою. Режим роботи цього транзистора підібрано таким чином, що величина протікаючого через VT1 струму більша (у крайньому випадку дорівнює), ніж величина амплітудного

значення струму підсилюваного сигналу. Виконання цієї умови необхідно для того, щоб запобігти випрямленню підсиленого сигналу діодом VD1. При відсутності вхідного сигналу лівий та правий електроди резистора навантаження знаходяться під одним і тим же потенціалом. Напруга в точці з'єднання емітерів транзисторів VT₂, VT₃ та конденсаторів C₁ , C₂ дорівнює половині напруги живлення. При додатній півхвилі підсилюваного сигналу відкривається VT₂; VT₃ – закривається, емітерний струм VT2 обумовлений процесом зарядки конденсатора С₂ і розрядки С₁. У випадку від'ємної півхвилі відкритий VT₃ і струм обумовлений процесами зарядки конденсатора С₁ і розрядки С₂. Величина ємності конденсаторів C₁ , C₂ повинна бути такою, щоб їх реактивний опір X_C1 X_C2 , на нижній частоті діапазону підсилювальних

частот повинен бути менший, ніж опір навантаження

Якщо R_н – це акустична система з опором 4-8 Ом, а f_н=20 Гц, то ємність конденсаторів повинна бути ~ ІОООмкФ. Це електролітичний конденсатор значних габаритів. У зв'язку з цим у деяких випадках використовують схеми з одним роздільним конденсатором (рис. 3.8).

Рис.3.8

Прикладом схеми, що живиться від двох джерел живлення, може бути схема, наведена на рис. 3.9.

Uвх

Рис.3.9

З технологічної точки зору, виготовлення транзисторів р-п-р – типу в кремнієвій пластині з високими електричними характеристиками пов’язане з певними технологічними труднощами. Особливо сильно цей недолік проявляється у вихідних каскадах, тому безпосередньо на виході (транзистори VT₅, VT₆) використовують транзистори п-р-п – типу, параметри яких можуть бути забезпечені достатньо рівними. Комплементарна пара утворюється транзисторами VT₃, VT₄ , VT₃ з VT₅ та VT₄ з VT₆ утворюють складові транзистори. З формальної точки зору, складовий транзистор також має тільки три електроди, проте забезпечує коефіцієнт підсилення за струмом, що дорівнює добутку статичних коефіцієнтів підсилення транзисторів, що входять до схеми.

Навіть, якщо не розглядати VT₃ та VT₄, то струми I₁ та I₂ при ідентичних параметрах VT₅ та VT₆ повинні бути різними, оскільки I₁ - емітерний струм, а I₂ - колекторний. Для забезпечення рівності струмів I₁ та I₂ схеми складових транзисторів вводяться резистор R₆^* та діод VD₅, які і симетризують плечі схеми.

Вхідний сигнал подається на базу VT₁ (рис. 3.9), колекторним навантаженням якого служить динамічний опір (транзистор VT2 ввімкнений за схемою із спільною базою). Величина напруги зміщення складових транзисторів формується за рахунок спаду напруги на прямозміщених діодах VD1, VD4.

При безтрансформаторному виході у двотактному каскаді можна отримати вдвічі більшу мінімальну амплітуду вихідного сигналу, тобто вчетверо більшу вихідну потужність, якщо використовувати мостову схему (рис. 3.10), яка містить чотири вихідні транзистори. В один із півперіодів працюють транзистори VT₁, VT₄, а в наступний – VT₃, VT₂. Максимальна амплітуда півхвиль напруги на навантаженні R_H в будь-який напівперіод близька Е_к, і менша Е_а на суму величин спадів напруг двох послідовно ввімкнених транзисторів. У даній схемі транзистори ввімкнені як емітерні повторювачі, тому для збудження необхідно забезпечити амплітуду вхідного сигналу дещо навіть більшу від Е_к. В принципі, це можна здійснити, подаючи сигнал через додатковий підсилюючий транзистор.

До недоліків мостової схеми слід віднести:

1) велику кільткість транзисторів;

2) відсутність спільної точки під’єднання навантаження.

Останній недолік усувається при використанні двотактних каскадів, виконаних за квазімостовою схемою.

Рис. 3.10

Читайте також:

1. II. Із програм для 11 класу
2. N байки (з 3 класу)
3. Аналого – дискретні підсилювачі
4. Виконання покарання у виді позбавлення військового, спеціального звання, рангу, чину або кваліфікаційного класу
5. Використання класу Connection
6. Виховне середовище, його роль у формуванні виховної системи класу.
7. Дані-члени класу CRecordset.
8. Електронні підсилювачі
9. З фізичної культури для учнів 9-Г класу
10. Залікового уроку для 10-А класу
11. Каталоги високого класу
12. Конспект уроку з фізичної культури для 5 класу

Переглядів: 2417