• Гідрологія і Гідрометрія
• Господарське право
• Економіка будівництва
• Економіка природокористування
• Економічна теорія
• Земельне право
• Історія України
• Кримінально виконавче право
• Медична радіологія
• Методи аналізу
• Міжнародне приватне право
• Міжнародний маркетинг
• Основи екології
• Предмет Політологія
• Соціальне страхування
• Технічні засоби організації дорожнього руху
• Товарознавство продовольчих товарів

Тлумачний словник
Авто
Автоматизація
Архітектура
Астрономія
Аудит
Біологія
Будівництво
Бухгалтерія
Винахідництво
Виробництво
Військова справа
Генетика
Географія
Геологія
Господарство
Держава
Дім
Екологія
Економетрика
Економіка
Електроніка
Журналістика та ЗМІ
Зв'язок
Іноземні мови
Інформатика
Історія
Комп'ютери
Креслення
Кулінарія
Культура
Лексикологія
Література
Логіка
Маркетинг
Математика
Машинобудування
Медицина
Менеджмент
Метали і Зварювання
Механіка
Мистецтво
Музика
Населення
Освіта
Охорона безпеки життя
Охорона Праці
Педагогіка
Політика
Право
Програмування
Промисловість
Психологія
Радіо
Регилия
Соціологія
Спорт
Стандартизація
Технології
Торгівля
Туризм
Фізика
Фізіологія
Філософія
Фінанси
Хімія
Юриспунденкция

Розділ 4. Біполярні транзистори

4.1 Структури, режими та схеми вмикання

Подальше дослідження p-n переходів, удосконалення технології формування таких структур привели до створення принципово нових напівпровідникових приладів – біполярних транзисторів (БТ), електрична провідність яких може змінюватися майже без інерційно від одиниць омів до мегаомів.

Провідність p-n переходу при зворотному вмиканні можна змінювати в широких межах підвищенням температури, опроміненням, а також за допомогою додаткового джерела неосновних носіїв, що інжектують в базу. Останній спосіб використовують для створення БТ. Такі транзистори посідають значне місце серед електроперетворювальних напівпровідникових приладів, тобто приладів, які використовуються для перетворення електричних величин. Вони являють собою активні напівпровідникові прилади (спроможні підсилювати потужність).

Біполярний транзистор – це напівпровідниковий прилад з двома взаємодіючими переходами та трьома або більше виводами, підсилювальні властивості якого обумовлені явищами інжекції і екстракції неосновних носіїв заряду. Робота БТ визначається рухом носіїв обох полярностей. Звідки і назва “біполярний” (двополярний).

У таких транзисторах шляхом керування інжекцією, що забезпечується вхідним сигналом, змінюється опір вихідного кола. Це дозволяє регулювати потужність, яка поступає від зовнішнього джерела живлення в навантаження, тобто підсилювати потужність ЕІС (реалізувати принцип реле). БТ використовується для підсилення, генерування та інших перетворень електричних сигналів.

Структури БТ схематично зображені на рис 4.1, а, 4.2, а і являють собою пластину германію чи кремнію, або іншого напівпровідника, в якому створені три ділянки з різною електропровідністю. Залежно від чергування ділянок різних типів провідності розрізняють транзистори типів n-р-n і р-n-р.

Одну з крайніх ділянок транзисторної структури легують сильніше. Це – емітер транзистора. Емітерна ділянка БТ як і в діодах має високу питому електричну провідність. Її призначенням є інжекція носіїв заряду в базову ділянку. Другу крайню ділянку називають колектором. Ця ділянка відзначається низькою питомою електропровідністю. Її призначенням є екстрагування носіїв заряду з базової області. Спільну для емітерного та колекторного переходів ділянку напівпровідникового приладу називається базою. У цю ділянку БТ через емітерний перехід інжектуються неосновні для неї носії заряду. Концентрація домішок у базі завжди значно менша, ніж у колекторі та емітері. Найважливішою умовою роботи БТ є дуже мала ширина базової ділянки (не більше одиниць мікрометрів). У транзисторах вона значно менша від дифузійної довжини носіїв, завдяки чому основна частина неосновних носіїв, інжектованих емітером, не рекомбінує в базі і досягає колектора.

Значення струмів і напруг бази, емітера і колектора, позначають індексами “B”, “E” і “C”. Струми бази, емітера і колектора позначають відповідно І_B, І_Е, І_С, а напруги між цими електродами подвійними індексами U_ВЕ, U_СВ, U_СЕ. На умовному графічному зображенні транзисторів типів n-р-n і р-n-р стрілка показує умовний (від плюса до мінуса) напрям струму в емітері при прямій напрузі на емітерному переході (рис. 4.1, б і 4.2, б).

Режими роботи. Залежно від стану емітерного і колекторного переходів (відкритий чи закритий) розрізняють чотири режими роботи БТ:

- відсікання, якщо обидва переходи закриті (максимальний опір);

- насичення, якщо обидва переходи відкриті (мінімальний опір );

- активний (режим підсилення), якщо на емітерний перехід подана пряма напруга зміщення, а на колекторний – зворотна (опір змінюється від мінімального до максимального);

- інверсний, якщо емітерний перехід закритий, а колектор- ний - відкритий.

Неосновні носії інжектують у базову ділянку тоді, коли на емітерний перехід подається пряма напруга. Тому, якщо напруга між базою та емітером (U_BE) буде меншою від порогового значення (0,6 В для кремнію), помітної інжекції носіїв в базу не буде. За цих умов і струм емітера (І_Е), і струм бази (І_В) дорівнюють нулю. Так забезпечується режи відсікання.

У режимі насичення неосновні носії інжектуються в базу не тільки з емітера, а і з колектора. При цьому струми у виводах транзистора керуються не самим БТ, а його зовнішнім колом.

Режими відсікання і насичення використовують в імпульсних і цифрових пристроях. Активний режим БТ є основним у підсилювачах аналогових ЕІС та генераторах коливань. Інверсний режим використовують при комутації електричних кіл, зокрема у схемах транзисторно-транзисторної логіки (ТТЛ).

Схеми вмикання БТ. Електричні та радіоелектронні пристрої, за допомогою яких реалізують процеси передачі і перетворення інформаційних сигналів, створюють послідовним і паралельним підключеннями чотириполюсників. Транзистор є триполюсником. Його можна вмонтувати в чотириполюсник шістьма різними комбінаціями так, що завжди один з електродів транзистора буде загальним для входу та виходу.

Але спроможність підсилювати потужність, коли БТ залишається активним елементом, зберігають тільки три схеми вмикання транзистора: із спільною базою (СБ), спільним емітером (СЕ), спільним колектором (СК). У схемі із СБ вхідним електродом є емітер, вихідним - колектор; у схемі із СЕ вхідним електродом є база, вихідним – колектор; у схемі із СК вхідним електродом є база, вихідним – емітер.

Особливості роботи цих схем та їх порівняльний аналіз розглядаються у підрозд. 4.8.

4.2 Фізичні процеси в БТ

Для розуміння принципу дії БТ як керуючого елемента необхідно скористатися аналізом процесів у р-n переході. Розглянемо фізичні процеси, які пробігають в БТ типу n-p-n в активному режимі при його вмиканні за схемою із СБ (рис. 4.3). Емітерний перехід зміщений в прямому напрямі, а колекторний – у зворотному. Внаслідок процесу інжекції з емітера в базу поступає великий потік електронів.

Концентрація домішок у базі значно менша, ніж в емітері (емітерний перехід - не­симетричний), а тому потоком основних носіїв заряду з бази в емітер можна знехтувати. У базі біля емітерного переходу накопичується велика кількість носіїв заряду (у даному випадку - електронів), біля колекторного переходу їх майже немає. Так формується великий градієнт концентрації неосновних носіїв у базовій ділянці. Внаслідок теплового руху в базі створюється дифузійний потік неосновних носіїв від емітерного переходу, де їх надлишок, до колекторного переходу і далі в колектор. Електричне поле об'ємного заряду колекторного переходу сприяє переміщенню (екстракції) електронів через цей перехід і вони попадають у прискорювальне поле зовнішнього джерела живлення.

Майже всі електрони, що інжектували в базу, досягають колектора. Це стає можливим тільки за умови досить малої товщини бази та невеликої концентрації дірок в ній. Лише незначна частина електронів рекомбінує в базі з дірками, що викликає струм бази І_В. Цей струм є небажаним і навіть шкідливим.

Таким чином, в електричному колі колектора формується струм колектора I_С, значення якого пропорційне емітерному струму І_E:

І_С`=aI_Е

Коефіцієнт пропорційності a називається коефіцієнтом передачі струму емітера. Якщо база досить тонка, втрата електронів внаслідок рекомбінації їх в базі мала, коефіцієнт передачі струму може досягати значення 0,99 і більше.

Згідно з першим законом Кірхгофа між струмами електродів БТ завжди справедливе співвідношення:

І_Е=І_В+І_С.

Отже, в електронних схемах з БТ вхідний інформаційний сигнал, будучи прямою напругою емітерного переходу, керує струмами емітера і колектора , а відтак - опором колекторного перехо- ду r_С.

В електричному колі колектора проходить також власний зворотний струм колекторного переходу (некерований зворотний струм або початковий струм колектора), який має невелике значення (одиниці мікроампер). Його позначають через І_СВ0. Як і в НД зворотний струм колекторного переходу має три складові: струм екстракції (насичення) І_С0, термострум переходу І_СТ і струм поверхневої провідності

І_СП: І_СВ0=І₀ + І_Т + І_П.

Повний струм колектора

І`_С=aІ_Е + І_СВ0.

Корисною складовою є лише керована складова І_С`=aІ_В. Отже, колекторний перехід являє собою зміщений у зворотному напрямі ЕДП, струм якого керується потоком електронів, інжектованих через емітерний перехід. Звідси випливає головна властивість БТ як керуючого (активного) елемента: залежність вихідного (колекторного) струму від вхідної змінної величини (струму емітера або напруги на емітерному переході). Струм колектора зі зміною струму емітера змінюється з дуже малою інерцією. Це дозволяє використовувати БТ не тільки на низьких, але й на високих частотах.

Розглянемо особливості керування вихідним струмом при вмиканні БТ за схемою із СЕ. Вхідний сигнал керує відкритим емітерним переходом, як і в схемі СБ. Амплітуда ЕІС і в даному випадку визначає рівень струму емітера і, відповідно струм бази. При збільшенні струму емітера пропорційно збільшується струм бази. В схемі СЕ вхідним електродом є база, а тому прийнято оцінювати ступінь інжекції (струм емітера) через величину струму бази І_В. Таким чином, оцінюючи величину струму бази, оцінюють зміни струму емітера і, відповідно, зміни вихідного струму – струму колектора. В схемі СЕ струм бази керує струмом колектора. Для оцінки цієї залежності використовують коефіцієнт b - коефі- цієнт передачі струму бази. Його значення (b>>1) і визначає підсилення струму в схемі із СЕ; так само, як і a він є важливим параметром транзистора. Якщо a збільшити від 0,95 до 0,99, то b збільшиться від 19 до 99, тобто в п’ять разів. Ці коефіцієнти пов`язані співвідношеннями:

Кінцевим виразом є:

І`_С = b І_В + І_СЕ0.

Струм І_СЕ0 називають початковим наскрізним струмом.

Носії заряду, які інжектували в базу, рухаються до колектора внаслідок дифузії. Це відбувається за умови, якщо концентрація домішок в базі, емітері та колекторі впродовж цих ділянок є сталою величиною, що характерно для сплавних транзисторів (бездрейфових).

Сучасні транзистори виготовляють із змінною концентрацією домішок у базі. У зв’язку з тим, що концентрація домішок бази біля емітера більша, ніж біля колектора, рух носіїв через базу відбувається як внаслідок дифузії, так і внаслідок дрейфу. Тому транзистори із змінною концентрацією домішок в базі називають дрейфовими. У таких транзисторах спільна дія сил дифузії та дрейфу суттєво скорочує тривалість переміщення носіїв через базу, завдяки чому зменшується рекомбінація (тобто струм бази), підвищуються частотні параметри і швидкодія БТ.

4.3 Статичні характеристики БТ

При аналізі та розрахунках радіоелектронних схем використовуються ВАХ пасивних та активних компонентів - залежності між струмами та напругами. У транзисторах взаємно пов'язані чотири величини: І₁, U₁, I₂ , U₂ - вхідні і вихідні струми та напруги. Статичні характеристики знімаються за умови, якщо немає навантаження у вихідному колі і одна з вказаних величин залишається постійною. Зі зміною цієї величини, яку називають параметром, одержують сім’ю статичних характеристик.

Для БТ використовують чотири сім’ї статичних характеристик:

вхідні характеристики

I₁ = f ( U₁ ) | U₂ = сonst,

вихідні характеристики

I₂ = f ( U₂ ) | I₁ = сonst,

характеристики керування

I₂ = f ( I₁ ) | U₂ = const,

характеристики зворотного зв’язку

U₁= f ( U₂ ) | I₁ = const_.

Далі зупинимось лише на вхідних та вихідних характеристиках. Для кожної з трьох схем вмикання транзистора існують свої сім’ї характеристик. У довідниках наводяться характеристики для схем із СБ і схем із СЕ. При аналізі та розрахунку схем із СК використовують статичні характеристики схеми із СЕ.

Оскільки напруги та струми транзисторів типів n-p-n і p-n-p мають різні знаки, то інколи характеристики подають в чотирьох квадратах координатної сітки, тобто негативні значення напруг і струмів відкладають по осях вліво і вниз. Однак зручніше відкладати їх вправо і вверх у будь-якому випадку. А полярність напруг на транзисторі та напрями струмів в його електродах завжди визначають за типом транзистора незалежно від того, як відображені його характеристики.

Розглянемо особливості сім'ї статичних характеристик для схем вмикання із СЕ та СБ.

4.3.1 Статичні характеристики БТ із СЕ

Вхідні характеристики. При вмиканні БТ за схемою із СЕ вхідні характеристики визначають залежністю

І_В = f (U_ВЕ) , U_СЕ = сonst,

Вхідні характеристики являють собою ВАХ ЕДП при прямому зміщені. На положення цієї характеристики впливає напруга на колекторі. Зміщеню вправо вхідної характеристики БТ при U_СЕ > 0 сприяє явище модуляції товщини бази (ефект Ерлі). Це можна пояснити так. Чим більша напруга U_СЕ, тим більша зворотна напруга на колекторному переході. Це призводить до розширення цього переходу (розширення збідненого шару) та зменшення товщини бази і як наслідок, до зменшення рекомбінації носіїв у базі, які рухаються від емітера до колектора. Колекторний струм дещо зростає, а струм бази І_В зменшується. При дуже тонкій базі може відбуватися змикання колекторного та емітерного переходів (ефект змикання). Тоді область бази пропадає. Необхідно звернути увагу на те, що ефект Ерлі має нелінійний характер і виявляється при збільшенні напруги U_СЕ в певних межах від U_СЕ = 0 до U`<sub>СЕ</sub>. У довідниках останнє значення напруги для кожного типу транзисторів позначається на сім’ї вхідних статичних характеристик, де здебільшого подаються дві вхідні характеристики – для U<sub>СЕ</sub> = 0 і U`_СЕ (наприклад, для 0 і 3 В, чи для 0 і 5 В). Ефект модуляції товщини бази необхідно обов’язково враховувати при використанні ґрафоаналітичного методу аналізу схем з транзисторами. Для цього будують динамічну вхідну характеристику.

Вихідні характеристики. Вихідні характеристики для схеми із СЕ (рис.4.5) визначаються залежністю:

І_С = f (U_СЕ), І_В= const.

Ці характеристики наводяться при різних постійних струмах бази.

Внаслідок порівняно малого вхідного опору транзистора джерело вхідного інформаційного сигналу, що має часто великий внутрішній опір, працює в режимі генератора струму. Тому задається вхідний струм транзистора і розрахунки зручно робити за допомогою сім’ї вихідних характеристик, що зв'язують вихідний струм і напругу з вхідним струмом, який є параметром.

Перша характеристика при І_В. = 0 виходить з початку координат і являє собою звичайну зворотну гілку ВАХ НД. Умова І_В = 0 відповідає розімкненому колу бази. При цьому через весь транзистор від емітера до колектора проходить наскрізний струм І_СЕ0 (рис. 4.5).

При збільшенні струму бази вихідні характеристики зміщуються у верх із співвідношення (4.5) видно, що при зростанні струму бази до значення вихідна характеристика зміщується вгору до значення b тощо. Підвищення струму бази забезпечується відповідним підвищенням напруги U_ВЕ, що збільшує струм емітера, частиною якого є струм бази. Таким чином пропорційно підвищується струм колектора. Через залежність коефіцієнта передачі струму бази b від струму емітера відстань по вертикалі між характеристиками не залишається сталою: спочатку вона збільшується, а потім зменшується. Це зобумовлює нелінійні спотворення в транзисторних схемах.

При зниженні колекторної напруги до значення, меншого ніж значення напруги бази (початкова дільниця вихідних характеристик), відкривається колекторний перехід, що спричиняє підвищення струму бази, хоч за умовою він повинен бути постійним (І_В = const). Для підтримання струмів бази на заданому рівні доводиться знижувати напругу бази, що супроводжується зменшенням струму емітера і колектора, тому вихідні характеристики при |U_СЕ|< |U_ВЕ| мають різкий спад.

Початкова ділянка вихідних характеристик відповідає режиму насичення при якому неосновні носії заряду інжектуються в базу не тільки емітером, а й колектором. Ефективність керування колекторним струмом при цьому суттєво знижується, коефіцієнт передачі струму бази bрізко зменшується.

При великих напругах U_СЕ струм колектора різко підвищується внаслідок пробою колекторного переходу. Для цього переходу типовим є лавинний пробій, що пояснюється низькою концентрацією домішок в колекторі. Чим більший струм колектора, тим при менших U_СЕ настає електричний пробій.

4.3.2 Статичні характеристики БТ із СБ

Вхідні характеристики. При вмиканні транзисторів за схемою із СБ вхідні характеристики (рис.4.6) визначаються залежністю :

І_В = f(U_ЕВ), U_CВ = сonst.

Параметром у даному випадку є U_СВ. Вхідні характеристики аналогічні характеристиці для прямого вмикання діода.

При U_СВ= 0 характеристика проходить через початок координат (U_ВЕ = 0, І_В = 0). Якщо змінити лише U_СВ >0, то з’явиться невеликий початковий струм емітера І_ЕП. В активному режимі (для транзи-стора n-p-n U_ВЕ < 0, U_СВ >0) при підвищенні напруги на колекторі вхідні характеристики зміщуються вліво. Це обумовлено модуляцією товщини бази. У цьому випадку товщина бази зменшується, що підвищує коефіцієнт передачі струму внаслідок підвищення ефективності емітера. Із збільшенням напруги U_СВ при постійному струмі емітера пряма напруга емітерного переходу зменшується, що і спричиняє це зміщення характеристик.

Вихідні характеристики. При вмиканні БТ за схемою із СБ вихідні характеристики (рис.4.7) визначаються залежністю:

І_С = f (U_СВ), І_Е= const.

Загальний характер цих залежностей аналогічний зворотній гілці ВАХ НД, оскільки колекторний перехід вмикається у зворотному напрямі. Параметром у цьому випадку є струм емітера І_Е, оскільки вхідний опір транзистора малий (великий вхідний струм) і джерело інформаційних сигналів працює як генератор струму. При І_Е = 0 характеристика проходить через початок ко­ординат (без струму емітера при U_СВ = 0 не може бути і колекторного струму). Якщо тепер збільшувати зворотну напругу на колекторі, то в його колі з’явиться вже відомий І_СВ0 – початковий струм колектора.

Робочі ділянки вихідних характеристик для різних І_Е являють собою прямі лінії з дуже малим нахилом. Це означає малий вплив напруги U_СВ на струм колектора.

У багатьох транзисторів вихідні характеристики мають вигляд прямих ліній, починаючи від осі U_СВ = 0. Залежність між струмами І_С і І_Е майже лінійна. Тому вихідні характеристики при однаковій зміні струму І_Е зміщуються вверх на однакову відстань. Це дуже важлива властивість схем із СБ. Вона свідчить про те, що при підсиленні інформаційних сигналів у схемі із СБ можна отримати істотно менші нелінійні спотворення, ніж у схемі із СЕ. На рис. 4.7 штриховими лініями показано, що при зміні знака напруги U_СВ вже при невеликих його значеннях струм колектора різко зменшується, а потім змінює свій напрям і швидко підвищується. У цьому ви­падку колекторний перехід вмикається в прямому напрямі і транзистор переводиться в режим насичення.

При великих напругах U_СВ спостерігається різке збільшення І_С, зумовлене пробоєм. Слід відзначити, що в схемі із СБ напруга пробою значно вища ніж в схемі із СЕ.

4.4 Температурний дрейф характеристик БТ

Електропровідність напівпровідників суттєво змінюється зі зміною температури, що викликає відповідне зміщення характеристик БТ.

При підвищенні температури транзистора збільшується як прямий, так і зворотний струм бази. Тому вхідні характеристики при вмиканні транзистора за схемою із СЕ зміщуються вліво. Вихідні характеристики для схеми із СЕ при І_В = const зі зміною температури мають дуже великий дрейф (рис.4.8). Це необхідно враховувати при використанні транзисторів в апаратурі. Слід відмітити, що вихідні характеристики при U_ВЕ = сonst мають значно менший температурний дрейф, тому що більше відповідають режиму І_Е = сonst. У зв'язку з цим для температурної стабілізації робочого режиму транзистора пропонують працювати при постійній напрузі бази. Опір бази в колі бази повинен бути по можливості меншим.

При вмиканні БТ за схемою із СБ має місце значний дрейф вхідних характеристик. Одночасно така схема вмикання БТ забезпечує дуже невеликий температурний дрейф вихідних характеристик, оскільки коефіцієнт передачі струму емітера a мало залежить від температури.

4.5 Підсилення потужності ЕІС за допомогою БТ

Всі три схеми вмикання БТ є підсилювачами потужності, оскільки за допомогою БТ можна ефективно керувати потужністю, яка поступає від джерела живлення в навантаження, тобто реалізувати принцип реле.

Розглянемо це на прикладі схеми із CЕ (рис. 4.9). Для нормальної роботи транзисторного підсилювача треба забезпечити необхідний режим БТ за постійним струмом. При роботі в активному режимі на емітерний перехід транзисторів подається пряма напруга, а на колекторний – зворотна. За допомогою подільника напруги R1 i R2 формується необхідна початкова напруга U_BE0. Розглянемо випадок, коли ця напруга невелика (0,1 – 0,2 В). Така, що емітерний перехід майже закритий. Напруга колектора значно більша напруги бази, а тому колекторний перехід зміщений в зво­ротному напрямі.

Струм бази І_B0, який в такій схемі керує струмом емітера, а відтак і струмом колектора, в початковому стані зовсім малий, а значить малим буде і початковий струм колектора І_C0. Навантаження може бути ввімкненим безпосередньо (послідовно) в коло транзистора замість резистора R_C ,або паралельно транзистору (рис.4.9). Відокремлювальні конденсатори С₁ і С₂ забезпечують передачу змінного інформаційного сигналу, але відокремлюють джерело вхідного сигналу і навантаження від підсилювача за постійним струмом.

Це виключає вплив попереднього і подальшого каскадів на початковий режим підсилювача за постійним струмом. В даному випадку між каскадами створюється резистивно-ємнісний зв`язок. Підсилювачі з таким зв`язком називають RC-підсилювачами. (розд. 8.2) Еквівалентна схема колекторного кола БТ показана на рис.4.10. В початковому стані мале пряме зміщення емітерного переходу забезпечує малий колекторний струм, тобто великий опір колекторного переходу r_C*. Для забезпечення такого опору необхідно двигунець потенціометра r_C* перевести в положення "А".В підсилювачах завжди r_C* > R_C. Для вихідного кола справедливі співвідношення R_н > r_C*, тобто впливом R_н можна знехтувати.

E_C = U_CE+U_RC = U_CE + I_C0R_C.

Напруга на навантаженні (на транзисторі):

U_CE=U_Н=E_C - I_CR_C.

В початковому стані, коли на базі діє напруга U_BE0, І_CО приблизно дорівнює нулю, спад напруги на резисторі I_CR_C відсутній, а значить на колекторі транзистора і на навантаженні формується напруга U_н U_CЕ0^А E_C (рис.4.11).Якщо на базу поступає позитивний інформаційний сигнал U_BХ, що обумовлює зростання прямої напруги на емітерному переході, транзистор переводиться в режим насичення. Це забезпечує зростання струму колектора і значне зменшення опору колекторного переходу r_C*. Такому стану відповідає положення “В” двигунця потенціометра (рис.4.10). Струм колектора значно зростає, що збільшує падіння напруги нa R_C (U_RC). В результаті напруга на колекторі і навантаженні досягає мінімального значення U ^В_CE.

Таким чином, керуючи струмом колектора, тобто регулюючи опір колекторного переходу r_C*, здійснюють керування потужністю, яка поступає з джерела живлення в навантаження. Емітерний перехід увімкнений в прямому напрямі, а тому керується малою напругою U_BE при малому вхідному струмі І_B. Потужність вхідного гармонічного сигналу, яка необхідна для керування станом транзистора (провідністю), визначають рівнянням Р_ВХ=0,5× ×І_mB·U_mBE, де індекс «m» вказує на амплітудні значення струму і напруги. Наприклад, у каскадах, побудованих на малопотужних транзисторах, типовими є значення І_mB =150 мкА, U_mBE = 0,2 В, тобто потужність вхідного сигналу Р_ВХ = 15 мкВт.

Колекторний перехід працює при зворотній напрузі, тому для живлення колекторного кола використовують джерела з напругами одиниць, десятків і сотень вольт. У транзисторних підсилювачах часто використовують напругу джерел живлення 9 В. Це забезпечує відповідну амплітуду вихідного сигналу. Нехай U_mCE = 4В при амплітуді колекторного струму І_mC = 15 мА, тоді керована потужність Р_ВИХ = 0,5U_mCEІ_mC = 30 мВт. У результаті коефіцієнт підсилення за потужністю

G_р = Р_ВИХ / Р_ВХ = 2000.

Таким чином, за допомогою транзистора здійснюється керування потужністю, яка поступає з джерела живлення в навантаження (згідно із зміною вхідного сигналу). Причому потужність вхідного сигналу в тисячі разів менша, ніж керована потужність на навантаженні. Так реалізується принцип реле у транзисторних підсилювачах, імпульсних та цифрових схемах.

4.6 Графоаналітичний метод аналізу та розрахунку

транзисторних схем

Для дослідження радіоелектронних транзисторних схем використовують добре розвинуті класичні методи розрахунків електричних схем. Для цього були створені електричні моделі БТ, до складу яких входять конденсатори, котушки індуктивності, резистори, керовані генератори напруги та струму. Основна задача моделювання – це визначення зв'язку між фізичними параметрами й електричними характеристиками БТ. Для цього транзистор зображають еквівалентними схемами (схемами заміщення).

Радіоелектронні схеми створюються паралельним і послідовним з’єднанням простих функціональних вузлів (каскадів). Для того, щоб оцінити вплив каскадів один на одного, а також можливості підсилення струму, напруги і потужності використовують ряд параметрів та коефіцієнтів: вхідний опір R_ВХ, вихідний опір R_ВИХ , коефіцієнти підсилення за струмом G_I, напругою G_U і потужністю G_P. Оцінюючи вхідні і вихідні опори каскадів, треба пам'ятати, що при послідовному їх вмиканні вхідний опір каскаду повинен бути в 8 - 10 разів більшим від вихідного опору попереднього функціонального вузла. Лише за таких умов з'єднання цих каскадів не призведе до порушень режиму роботи і спотворення інформаційного сигналу. Звідси випливає важлива вимога до каскадів: вони повинні мати якомога більший вхідний опір та якомога менший вихідний опір (розд. 1.6.2).

Класичні методи аналізу і розрахунків електричних схем поділяють на два класи: лінійні і нелінійні. При виборі одного із цих методів треба впевнитися чи є у конкретному випадку транзистор лінійним елементом. Достатнім критерієм може бути відносна довжина ділянки характеристик транзистора, в межах якої зміщується робоча точка при підсиленні ЕІС. У режимі малих амплітуд (в каскадах попереднього підсилення) вхідний сигнал забезпечує зміщення робочої точки по незначній ділянці характеристики. Ця ділянка може бути представлена як лінійна, і тоді транзистор з допустимими похибками розглядається як лінійний елемент, а відтак в такому режимі доцільно використовувати лінійні методи.

У режимі великих амплітуд (в кінцевих підсилювачах потужності) робоча точка транзистора зміщується майже по всій характеристиці транзистора, яка є нелінійною. Транзистор у такому режимі необхідно розглядають як нелінійний елемент, а для аналізу і розрахунку - використовувати нелінійні методи. При цьомуі транзистори зображають за допомогою нелінійної моделі і використовують нелінійні методи аналізу і розрахунків. Одним із таких методів є графоаналітичний метод, за яким можна розраховувати транзисторні схеми за постійним і змінним струмами. Розрахунок за постійним струмом дозволяє визначати елементи схеми, які забезпечують необхідний режим роботи транзистора, тобто необхідні початкові напруги на виводах транзистора. Розрахунок за змінним струмом дає значення параметрів каскаду як однієї з ланок передачі інформаційного сигналу (R_ВХ, R_ВИХ, G_І, G_U, G_Р).

Розглянемо реалізацію графоаналітичного методу на прикладі розрахунку транзисторного підсилювача за схемою із СЕ (див. рис.4.9). Будемо вважати, що виконується умова R_н >> R_ВИХ, а тому в подальших розрахунках впливом R_н знехтуємо.

Вхідні дані: тип транзистора, напруга джерела живлення Е_С, полярність вхідного сигналу (, гармонічний та імпульсний однополярний, позитивний).

Необхідно: визначити робочу область для заданого типу транзистора; розрахувати значення опору резистора в колі колектора R_С; визначити початкові координати робочої точки І_0В,U_0ВЕ, І_0С, U_0СЕ при передачі гармонічного та імпульсного сигналів; розрахувати значення опорів резисторів подільників напруги R1, R2; визначити вхідний та вихідний опори каскаду і коефіцієнти підсилення за напругою, струмом, потужністю (G_U, G_І, G_Р), а також коефіцієнт корисної діїь( ККД) колекторного кола h.

Розрахунок транзисторного каскаду виконаємо в такій послідовності:

1. Користуючись довідником з напівпровідникових приладів для заданого типу транзистора, беремо сім’ю вхідних (рис.4.12) і вихідних (рис.4.13) характеристик, а також експлуатаційні і гранично допустимі параметри (допустимий струм колектора І_СДОП, допустиму потужність розсіювання транзистора Р_С.max, допустиму напругу колектор-емітера U_СЕmaх ).

2. На сім’ї вихідних статичних характеристик визначаємо робочу область. Зверху ця область обмежується максимально допустимими струмом колектора І_Сmax і потужністю розсіювання колектора Р_Cmax. У довідниках, зазвичай, на сім’ю вихідних характеристик наноситься парабола, що визначає Р_Сmax. Якщо ж її немає, то необхідно розрахувати і нанести на характеристики цю криву самостійно. Користуючись значенням Р_C для заданого транзистора, довільно вибираємо три-чотири значення струму колектора І_C від нуля до І_Cmax і розраховуємо відповідні значення напруги U_CE за формулою:

U_CE = Р_Cmax / І_C.

Праворуч робоча область обмежується максимально допустимою напругою U_CEmax, ліворуч – малими значеннями напруги на колекторі U_CEsat, коли ця напруга стає меншою за напругу бази і транзистор переходить в режим насичення. На вихідних характеристиках ця область вирізняється різким спадом. Знизу робочу область обмежуємо, щоб запобігти значним нелінійним спотворенням, спричиненими великою нелінійністю початкового відрізка вхідних характеристик. На цих характеристиках визначаємо І_Bmin (рис.4.12), а потім цей рівень фіксуємо на сім’ї вихідних характеристик (рис.4.13).

3. Будуємо лінію навантаження. Графоаналітичний метод, як і в схемах з діодами, дозволяє розрахувати спільні струми і напруги при з'єднанні лінійної і нелінійної схем. Лінійна схема у цьому випадку утворюється джерелом живлення і резистором R_C, нелінійна - представлена безпосередньо транзистором. Графоаналітичний метод грунтується на тому, що пошук необхідних струмів і напруг здійснюється побудовою ВАХ згаданих схем та фіксацією точок їхнього перетину. Ці точки визначають збіжні струми і напруги.

Нелінійна схема – транзистор, представлена сім’єю вхідних і вихідних характеристик. Напругу на виході U_CE і струм в лінійній схемі І_C (див.рис.4.11) визначаємо співвідношенням:

U_CE = Е_C – І_CR_C.

На відміну від статичного режиму, коли U_СЕ = сonst, у підсилювачі при включені резистора R_С зміна колекторного струму змінює також напругу на колекторі.У деякій літературі з електронних приладів цей режим на противагу статичному помилково називають динамічним режимом. Таким режимом в подальшому будемо вважати режим роботи транзистора з інформаційними си- гналами високої частоти, коли необхідно враховувати процеси накопичення і розосередження носіїв зарядів. Наведене рівняння відображає зв`язок між вихідною напругою та вихідним струмом, а значить – вхідним струмом. Йому відповідає пряма лінія, її положення визначається навантаженням в колі колектора, а тому її називають лінією навантаження. Вона проходить через дві точки з координатами: якщо I'_С = 0 то U'_СЕ = Е_С і якщо U_СЕ = 0, то І'_Сmax = E_С /R_С . Нахил лінії навантаження визначається значенням R_С і дуже впли­ває на параметри підсилювача. При виборі резистора R_С в підсилювачах потужності необхідно забезпечити максимально можливе значення як G_І, так і G_U при мінімальних нелінійних спотвореннях.

Останнього досягають вибором такого значення R_С, щоб відрізки 1-2, 2-3, 3-4 і 4-5 були однаковими (рис. 4.13) за рівних ступенів зростання струму бази, тобто за умови:

I_В2 – I_В1 = I_В3 – I_В2 = I_В4 – I_В3 і т.д.

У підсилювачах струму необхідно досягти максимальне значення тобто найбільшу амплітуду струму колектора. Для цього зменшуємо опір резистора R_С і тоді лінія навантаження наближається до вертикальної. Відповідно для збільшення G_U збільшуємо опір резистора R_С. В усіх випадках необхідно забезпечити умови, за яких рoбочий відтинок лінії навантаження буде знаходитись в межах визначеної робочої області.

Після вибору R_С визначаємо І ^'_С і проводимо лінію навантаження, фіксуючи точки 1, 2, 3, 4, 5 перетину характеристик і відповідні їм значення струмів колектора І_С та напруг U_СЕ (рис.4.13).

4. Побудуємо вхідну динамічну характеристику. У довідниках з транзисторів сім'я вхідних характеристик представлена двома ВАХ для двох значень напруг колектора, в межах яких відбувається модуляція товщини бази U ^'_CE та U``<sub>CE</sub> (рис.4.12,б). У схемі із СЕ при зменшенні напруги U<sub>СЕ</sub> вхідна характеристика зміщується ліворуч. Завдяки наявності резистора R<sub>С</sub> при збільшенні струму бази зростає струм колектора, а напруга U<sub>СЕ</sub> падає. Щоб все це врахувати, необхідно побудувати вхідну динамічну характеристику. Оскільки точки 1,2,3,4,5 (рис.4.13,б) відповідають струмам бази I<sub>В1</sub>, I<sub>B2,</sub> I<sub>B3,</sub> I<sub>B4,</sub> I<sub>В5</sub>, фіксуємо ці струми на вхідних характеристиках і проводимо горизонтальні лінії до перетину з вихідними статистичними характеристиками. Поки напруга U<sub>СЕ</sub> > U <sup>״</sup><sub>СЕ</sub> як відрізок вхідної динамічної характеристики використовується відрізок вхідної статичної характеристики, взятої з довідника для транзисторів для U <sup>״</sup><sub>СЕ</sub> (рис. 4.12, відрізок 1...3). У точках 4 і 5 U<sub>СЕ</sub> < U <sup>״</sup><sub>СЕ</sub>, тому ці точки пропорційно зміщуються вбік U <sup>״</sup><sub>СЕ</sub> = 0. Ефект модуляції товщини бази має нелінійний характер, тому не слід відрізок між U`<sub>СЕ</sub> і U``_СЕ розбивати на рівні часини. Крутість динамічної вхідної характеристики зростає, але ніколи U_ВЕ5 (напруга точки 5) не може бути меншою ніж U_ВЕ4(напруга попередньої точки). На вхідній динамічній характеристиці фіксують точки 1,2,3,4,5.

5. Вибираємо початкове положення робочої точки. У транзисторних схемах, змінюючи параметр сім'ї вихідних характеристик (у даному випадку змінюючи струм І_В), робочу точку зміщуємо по лінії навантаження в точки 1,2,3,4,5. По­ложення робочої точки, що визначається джерелом зміщення (початкове положення при відсутності вхідного змінного сигналу), називають точкою спокою. Вибирають цю точку за видом і полярністю вхідного інформаційного сигналу, типом транзистора (n-p-n або p-n-p) та схемою його вмикання (схемами із СЕ, СБ, СК).

При підсиленні гармонічного сигналу точка спокою повинна знаходитися на середині лінійної ділянки вхідної динамічної характеристики (див. рис. 4.12 і 4.13, точка 3). Цим забезпечується проходження струму бази і колектора як в позитивний, так і в негативний напівперіод гармонічного сигналу. Такий режим називають режимом підсилення "А". Ці ж вимоги пред'являються до положення робочої точки при підсиленні двополярних імпульсних сигналів( як позитивної, так і негативної полярностей). Це стосується всіх схем вмикання при використанні обох типів транзисторів. Координати початкової робочої точки (точки спокою): І_В3, U_ВЕ3; І_С3; U_СЕ3. Такий режим транзистора забезпечується за допомогою подільника напруги R1-R2. Для визначення цих опорів необхідно встановити струм подільника І_ПОД, який повинен бути значно більшим за струм І_0В=І_В3. Зазвичай беруть І_ПОД (8…10)І_0.В, R₁=U_0.ВЕ/І_ПОД, R₂ = ( Е_С- -U_0.ВЕ)/І_ПОД Е_С /І_ПОД.

При підсиленні імпульсного сигналу позитивної полярності при виборі точки спокою необхідно враховувати тип транзистора та схему його вмикання. У цьому випадку слід дотримуватися такого правила: якщо вхідний сигнал сприяє відкриванню емітерного переходу, то в початковому стані транзистор повинен знаходитись в режимі відсікання або близькому до нього режимі (в точці 1 або ще нижче). Тоді інформаційний сигнал достатньої амплітуди буде переводити транзистор в режим насичення, а на виході формується сигнал з амплітудою, яка майже дорівнює напрузі джерела живлення (U_mCE=E_c). Якщо точка спокою лежить на середині ВАХ, максимальна амплітуда гармонічного і імпульсного сигналів на виході не перевищує рівень Е_С / 2.

Коли полярність вхідного сигналу є зворотною для емітерного переходу, то початковий стан транзистора має відповідати режиму насичення (точка 5). Тоді на виході схеми можна сформувати сигнал з амплітудою, яка дорівнює напрузі джерела живлення Е_С.

Як приклад розглянемо випадок, коли на вхід схеми із СЕ на транзисторі типу п-р-п (рис.4.9) подається позитивний імпульсний сигнал. Джерело вхідного сигналу плюсом підключено до р-бази, а мінусом – до n-емітера, тобто інформаційний сигнал відкриває емітерний перехід. Тому в початковому стані транзистор повинен бути закритим (находитись у режимі відсікання).

Цьому режиму відповідає точка 1 на рис.4.12. Її координати – І_В1і U_ВЕ1. Цей режим забезпечується подільником R1 - R2.

У початковому стані струм колектора малий І_С1, спад напруги на R_С незначний, а отже, напруга U_СЕ1 досягає максимального значення – майже Е_С (рис.4.12, 4.13).

При подачі позитивного імпульсного сигналу залежно від його амплітуди робоча точка по лінії навантаження зміщується в положення 2, 3, 4 і 5. При цьому струм бази збільшується до значення І_В5, відповідно струм колектора – до І_С5. Через великий спад напруги на резисторі R_С напруга U_СЕ зменшується до значення U_СЕ5 (рис.4.12, 4.13). Для деяких транзисторів при малих струмах напруга U_СЕ в режимі насичення (U_{CE sat} - залишкова напруга) зменшується майже до нуля.

Осцилограми, зображені на рис.4.14, ілюструють важливу властивість транзисторного підсилювача сигналів за схемою із СЕ, а саме: така схема змінює полярність сигналу – інвертує сигнал (рис.4.14, б), тобто вносить постійний зсув за фазою на 180⁰ (рис.4.14, а). Якщо на вхід поступає послідовність позитивних імпульсів, то на виході формується послідовність негативних імпульсів.

6. Аналіз, осцилограм струмів і напруг, побудова лінії навантаження та вхідної динамічної характеристики дозволяють розрахувати основні параметри підсилювача. Визначаємо коефіцієнти підсилення G_I, G_U, G_P, значення вхідного та вихідного опорів транзисторного каскаду.

Коефіцієнт підсилення за струмом:

G_І =І_mC/I_mB,

де І_mC і І_mB – амплітудні значення струмів колектора і бази (рис.4.12, 4.13).

Коефіцієнт підсилення за напругою:

G_U = U_mСЕ / U_mВЕ ,

де U_mСЕ і U_mВЕ – амплітудні знчення напруг на виході і вході схеми (рис. 4.12, 4.13).

Коефіцієнт підсилення за потужністю визначаємо відношенням вихідної потужності до вхідної. Вихідна потужність Р _out– це потужність, яку за допомогою транзистора спрямовують від зовнішнього джерела живлення Е_С в навантаження (в наступний каскад )

У цій формулі враховано, що потужність визначається як добуток діючих значень струму і напруги, а для гармонічного сигналу вони в раз менші за амплітудні значення.

Таким чином, при вмиканні транзистора за схемою із СЕ

G_І >>1, G_U >>1, G_Р >>1.

Вхідний опір транзисторного підсилювача визначаємо опором безпосередньо транзистора і подільника зміщення. Для змінної складової (для вхідного сигналу) опір подільника розраховуємо як опір двох паралельно з'єднаних резисторів R1 і R2, оскільки резистор R1 через велику ємність конденсатора джерела живлення з'єднується із загальною точкою.

Опір транзистора:

R_тр = U_{m ВЕ} / І_mB.

Вхідний опір каскаду:

R_ВХ = R_тр R_ПОД / (R_тр + R_ПОД).

Вихідний опір каскаду визначають паралельним з’єднанням вихідного опору транзистора r^*_С і опором резистора R_С. У схемах із СЕ r^*_С >> R_С. Тому вихідний опір транзисторного підсилювача за такою схемою визначаємо опором резистора R_С.

7. Визначаємо коефіцієнт корисної дії (ККД). Вихідна потужність Р_out складає частину потужності, яка витрачається джерелом живлення Р₀ = І_0CЕ_C. Одна її частина виділяється на транзисторі Р_С0 = І_0С U_0CЕ, а друга частина – на резисторі R_C. Потужність Р_C0 витрачається на некорисний нагрів транзистора. Її називають розсіючою потужністю. Вона безумовно повинна бути Р_С0 < P_Сmax.

Коефіцієнтом корисної дії каскаду називають відношення вихідної потужності транзистора до потужності, що споживається від джерела колекторного живлення:

η_С = P_out /Р₀.

При роботі в активному режимі він залежить від амплітуди вхідного сигналу. За максимального значення одержуємо на виході максимальні амплітуди струму і напруги І_mС І_0С, U_mСЕ 1/2Е_С і відповідно максимальний ККД досягає 0,25 або 25% .

Описаний графоаналітичний метод розрахунку транзисторних схем, побудованих на БТ, таким же чином може бути використаний для схем з ПТ або з електронними вакуумними лампами.

З метою засвоєння графоаналітичного методу, набуття навиків проектування і налаштовування транзисторних пристроїв шляхом моделювання в середовищі MS, необхідно ретельно виконати завдання, сформовані в розділі 4.13.1.

Як приклад наведемо використання графоаналітичного методу для розрахунку основних параметрів підсилювача, побудованого на малопотужному транзисторі середньої частоти КТ201А за схемою із СЕ (рис.4.9). Статичні вхідні та вихідні характеристики цього прикладу, взяті із довідника, ілюструє рис.4.15.

Параметри транзистора: зворотний струм колекторного переходу I_CB0 = 1.0 мкА, наскрізний струм емітера I_CЕ0 = 3 мкА, вихідна провідність у режимі малого сигналу h_22B = 2 мкСм, С_С = 20 пФ, граничні параметри I_Сmax = 20 мА, P_Сmax = 150 мВт, U_CEmax = 20В, діапазон робочих температур - 60…+125⁰ С.

Ці данні дозволяють вибрати напругу джерела живлення Е_С = 20В, визначити опір в колі колектора R_C = E_C / I_Cmax = 20 / 20•10^-3 = = 1кОм.

Для підсилення гармонічного сигналу точку спокою вибираємо в центрі лінійної ділянки вхідної динамічної характеристики (рис.4.15 точка А). Координати точки спокою I_B = 150 мкА, U_BE = 0,76 В, I_C = 11 мА, U_CE = 9 В.

Щоб уникнути значних нелінійних спотворень, викликаних нелінійнстю початкової ділянки вхідної характеристики, обмежимо амплітуду вхідного струму на рівні I_mB = 100 мкА (рис.4.15 точки 1 та 2). Тепер можемо розрахувати коефіцієнти підсилення та вхідний опір транзистора.

1. Коефіцієнт підсилення за струмом

.

2. Коефіцієнт підсилення за напругою

.

3. Коефіцієнт підсилення за потужністю

G_P = G_I G_U = 12400.

4. Вхідний опір транзистора

.

4.7 Динамічні властивості БТ

Одним з основних факторів, який визначає придатність транзистора до використання в тій чи іншій електронній схемі, є залежність його параметрів від частоти, особливо підсилювальних властивостей. Частотні параметри визначають динамічні властивості БТ. Вони проявляються і їх необхідно враховувати тоді, коли період зміни ЕІС стає сумірним з тривалістю накопичення, розосередження та прольоту носіїв заряду через базу і колекторний перехід. Таким чином, із збільшенням частоти інформаційного сигналу починає проявлятись інерційність транзистора, як елемента схеми, що погіршує параметри транзисторних вузлів. Це зумовлено такими причинами - обмеженим значенням рухомості носіїв заряду; - інерційністю процесів накопичення та розосередження носіїв заряду; -паразитними ємностями переходів (С_СВ; С_ЕВ) і паразитними індуктивностями виводів транзистора. Під впливом цих факторів на високій частоті коефіцієнт передачі струму емітера в схемі зі СБ a_˜~ зменшується відносно значення цього коефіцієнта за постійним струмом h_21B.

Модуль коефіцієнта передачі струму емітера:

де f - поточне значення частоти; а f_h21B – частота, на якій | a _~| зменшується в раз. Її називають граничною частотою коефіцієнта передачі струму емітера БТ.

Розглянемо залежність коефіцієнта передачі струму бази h_21E від частоти (вмикання БТ за схемою із СЕ).

Модуль коефіцієнта передачі струму бази на високій частоті:

Частоту f_{h21E .} на якій | b_~| зменшується в раз, називають граничною частотою коефіцієнта передачі струму бази БТ. Порівняння значень граничних частот показує, що f_h21Е << f_h21В . Таким чином, частотні властивості схем із СБ значно кращі схем із СЕ.

На еквівалентних схемах частотні властивості моделюються за допомогою ємності колекторного переходу. В схемі із СЕ С*=(1+h_21E) С_к.

Використовують ще один частотний параметр БТ - межова частота коефіцієнта передачі струму бази, за якої модуль коефіцієнта передачі струму в схемі із СЕ екстраполюється до одиниці.

Якість БТ як активних компонентів характеризуєть їх спроможністю підсилювати потужність коливань. З підвищенням частоти коливань коефіцієнт підсилення потужності зменшується. Для оцінки частотнихвластивостей БТ в даному випадку використовують максимальну частоту генерації f_max . Це частота, на якій коефіцієнт підсилення потужності G_Р знижується до одиниці. На частотах f<f_max, коли G_Р>1, транзистор є активним елементом схеми, а тому можливо його використовувати для побудови генераторів коливань.

Електрони, як відомо, при дифузії мають більшу рухомість, ніж дірки. Тому транзистори типу n-p-n за інших рівних умов більш високочастотні, ніж транзистори типу p-n-p. Для розширення частотного діапазону БТ використовують напівпровідники, в яких рухомість носіїв вища. Значний вплив на частотні властивості БТ має також тривалість пробігу носіїв через базу. Збільшення швидкості пробігу носіїв через базу досягається в тих транзисторах, в яких у базі сформоване електричне поле (у дрейфових транзисторах), що прискорює рух носіїв. Перераховні частотні параметри враховуються при розробці спеціальних високочастотних транзисторних пристроїв.

4.8 Ключовий режим БТ

У сучасних радіоелектронних схемах все більшого застосування набувають цифрові методи обробки інформації, коли інформаційні сигнали представляються дискретними квантовими рівнями напруги або струму. Для побудови цифрових схем використовують електронні комутатори напруги (струму), які називають електронними ключами. Як нелінійні прилади з керованим опором в таких ключах застосовують НД, біполярні, польові транзистори, фоторезистори, тиристори, оптрони, електронні лампи.

У дискретній та інтегральній цифровій схемотехніці широко застосовуються електронні ключі на БТ. Це обумовлено властивостями БТ змінювати під дією керуючого сигналу опір від вельми великого (сотні кілоом) у режимі відсікання до набагато меншого в активному режимі (одиниці кілоом) та дуже малого в режимі насичення (одиниці Ом).

У цифрових та імпульсних схемах БТ виконують функцію безконтактного вмикача-вимикача в послідовному колі з резистором R_С і джерелом живлення Е_С.

Маючи малий опір у ввімкненому стані і великий опір у вимкненому, БТ відповідає вимогам, які пред'являються до ключових елементів. Для роботи в ключовому режимі виготовляються спеціальні ключові транзистори.

Схема транзисторного ключа показана на рис.4.16. Особливістю ключових транзисторів є велика крутість залежності струму бази від напруги U_ВЕ, що обумовлено їхньою роботою тільки в двох режимах: відсікання та насичення. Щоб запобігти вмиканню транзистора небажаним випадковим сигналам, в початковому стані емітерний перехід закривається за допомогою додаткового джерела живлення E_В.

Розглянемо перехідні процеси в БТ як в нелінійному елементі за графоаналітичним методом.

Вхідна характеристика БТ І_В = f(U_ВЕ)при U_CE = const, та сім’я вихідних характеристик I_C = f(U_CE)при I_B=const показані на рис.4.17. За відсутності вхідного імпульсного сигналу транзистор знаходиться в режимі відсікання; стан схеми визначається точкою спокою А. У колі колектора проходить незначний зворотний струм І_СЕ0, а тому напруга на виході ключа:

U_СЕ = Е_С – R_С І_СЕ0 » Е_С .

В цифровій схемотехніці низький рівень інформаційного сигналу позначають індексом”0”(U ⁰, I⁰), а високий-“1” (U ¹ ,I ¹). Тому в режимі відсікання U ⁰_BX, a U ¹_ВИХ = U ¹_CE ≈ E_C.

У такому режимі інжекція неосновних носіїв через емітерний перехід практично відсутня, а заряд бази Q = 0.

Для того щоб відкрити ключ, на його вхід необхідно подати високий рівень вхідного сигналу U_BX>E_B.

При цьому транзистор може знаходитись в активному режимі або в насиченні.

Для того, щоб перевести транзистор в режим насичення (в замкнений або відкритий стан) необхідно забезпечити струм бази не менший за І_Bsat (рис. 4.17, точка Б). Параметр І_Bsat називають струмом бази на межі насичення. Амплітуда вхідного сигналу U ¹_BX = Е_B + U_BE.

Точка Б відповідає режиму насичення. При цьому струм колектора досягає максимального значення – струму насичення І_Вsat, а напруга на колекторі зменшується до:

U ⁰_CE=U_{CE sat} = Е_C – І_{C sat} R_C ≈0

Цю напругу називають залишковою. Вона небажана, а тому необхідно, щоб вона була якомога меншою. У такому стані напруга на базі більша від напруги на колекторі: напруга колекторного переходу стає прямою і він відкривається. Починається інжекція носіїв з ко­лектора в базу. Таким чином, в режимі насичення електрони інжектують в базу з обох переходів – емітерного і колекторного.

У режимі насичення з подальшим збільшенням амплітуди вхідного сигналу (збільшенням струму бази I`<sub>В</sub> > І<sub>B sat</sub>) струм колектора майже не зростає (рис.4.17). Для запобігання впливу випадкових сигналів у режимі насичення значення керуючих імпульсів U <sup>1</sup><sub>ВХ</sub> вибирають такими, щоб забезпечити I<sub>B</sub>>І<sub>Bsat</sub>. Для кількісної оцінки глибини насичення використовують параметр, який називається коефіцієнтом насичення: К<sub>sat</sub> = I`_B / І_{B sat} , звідки умовою насичення є К_sat > 1 . Амплітуду вихідного сигналу визначають перепадом напруг колектора у вимкнутому (закритому) і ввімкнутому (відкритому) станах:

U_ВИХ = U_CE – U_Csat ≈ Е_C .

Режим підсилення (активний режим) у даному випадку є короткочасним і реалізується при переході транзистора з режиму відсікання в режим стан насичення і у заворотному напрямі.

Особливістю ключового режиму (режиму відсікання і насичення) є некерованість колекторного струму транзистора.

Перехідні процеси. При практичному використанні транзисторів у ключовому режимі велике значення має тривалість процесів вмикання та вимикання, що визначає швидкодію апаратури. Швидкість перемикання залежить від процесів накопичення та розосередження нерівноважного та надлишкового зарядів у базі, і перезарядженнями ємностей емітерного та колекторного переходів. Ці процеси впливають також на форму вихідних імпульсів, що показано на часових діаграмах (рис.4.18).

Тривалість ввімкнення транзистора t_оп (перехід з режиму відсікання в режим насичення) визначають двома складовими:

t_оп = t_d + t_r ,

де t_d - час затримки; t_r – час наростання колекторного струму.

Тривалість затримки визначають як інтервал часу між моментом, коли вхідний імпульс досягнув 10% свого усталеного значення, та моментом, коли вихідний імпульс досягає 10% свого усталеного значення.

Тривалість наростання колекторного струму для БТ визначають інтервалом часу, протягом якого вихідний імпульс струму зростає від 10% до 90% свого усталеного значення.

Тривалість затримки визначають головним чином швидкістю наростання напруги емітерного переходу, що залежить від значення ємності переходу та прямого струму бази, тобто швидкістю розряду ємності емітерного переходу, а також тривалістю дифузії та дрейфу носіїв заряду через базу від емітерного до колекторного переходу. Тривалість наростання колекторного струму визначають швидкістю накопичення нерівноважного заряду в базі та швидкістю розряду ємності колектора.

При прямокутній формі імпульсу вхідного сигналу U ¹_ВЕ

Читайте також:

1. IV розділ. Сегментація ринку та вибір цільового сегменту
2. IІI розділ. Аналіз стану маркетингового середовища підприємства
3. V розділ. Товарна політика підприємства
4. VI розділ. Маркетингова цінова політика
5. VII розділ. Маркетингові рішення з розподілу та збуту товару
6. VIII розділ. Маркетингова політика комунікацій
7. А) Роздільне складання таблиць (За підручником Богдановича М.В.)
8. Аварійно-рятувальні підрозділи Оперативно-рятувальної служби цивільного захисту, їх призначення і склад.
9. Актив і пасив балансу складаються також з певних розділів.
10. Активи, що реалізуються повільно (А3) – це статті 2-го розділу активу балансу, які включають запаси та інші оборотні активи (рядки 100 до 140 включно, а також рядок 250).
11. Аналіз бойових дій пожежних підрозділів
12. Б – розділення гелю на дві фази