• Гідрологія і Гідрометрія
• Господарське право
• Економіка будівництва
• Економіка природокористування
• Економічна теорія
• Земельне право
• Історія України
• Кримінально виконавче право
• Медична радіологія
• Методи аналізу
• Міжнародне приватне право
• Міжнародний маркетинг
• Основи екології
• Предмет Політологія
• Соціальне страхування
• Технічні засоби організації дорожнього руху
• Товарознавство продовольчих товарів

Розділ 8. Електронні підсилювачі

8.1 Визначення, структурні схеми

та класифікація підсилювачів

Підсилювачі електричних інформаційних сигналів – це електронні пристрої на базі активних компонентів, за допомого яких вхідний малопотужний ЕІС керує значною потужністю джерела живлення, що направляється в навантаження, в результаті чого потужність вихідного сигналу значно перевищує потужність вхідного.

Принцип підсилення та структурну схему підсилювачів описано в першому розділі (1.3., рис.1.10). Нагадаємо – в електронних підсилювачах ( ЕП ) реалізується принцип реле (рис.1.9.), але керування електронними потоками відбувається значно досконаліше за рахунок плавної зміни опору активних компонентів в широких межах: від одиниць омів до сотень мегомів.

Електронні підсилювачі найбільш поширений клас електронних пристроїв. Їх класифікують за типом активних компонентів, видами міжкаскадного зв`язку, полосою частот, рівнем вихідної потужності та ін.

Для побудови ЕП використовують такі активні компоненти: електровакуумні лампи, біполярні транзистори, польові транзистори, оптоелектронні прилади, ІМС.

За типами міжкаскадного зв’язку виділяють: ЕП з резистивно–ємнісним зв’язком (RC-підсилювачі); ЕП з безпосереднім (гальванічним) зв’язком (підсилювачі постійного струму - ППС); трансформаторні каскади.

За смугами частот , в межах яких ЕІС обробляються підсилювачами з допустимими спотвореннями, розрізняють:-підсилювачі низької частоти (ПНЧ, до 50 кГц); - підсилювачі високої частоти (ПВЧ); - відеопідсилювачі (широкосмугові), - імпульсні; -вибіркові ЕП.

Всі електронні підсилювачі підвищують потужність. Але в ряді випадків основним показником є підсилення струму або напруги. Тому електронні підсилювачі умовно поділяють на підсилювачі на­пруги, струму та потужності. Підсилювач напруги забезпечує на нава­нтаженні задане значення вихідної напруги. В такому режимі підсилювач працює, якщо його вхідний опір значно більший опору датчика (R_вх>> R_д ), тобто, формувач ЕІС працює в режимі генератора напруги (1.6.3.), а опір гнавантаження значно більший за вихідний опір ЕП ( R_н>> R_вих ) В режимі підсилення струму необхідне виконання умов R_вх<< R_д та R_н<< R_вих, щоб у вихідному колі при малих значеннях напруги протікав струм заданого значення. Для підсилювача потужності умови узгодження вхідного кола з джерелом вхідного сигналу та вихідного кола з навантаженням для передавання максимальної потужності мають вигляд R_вх≈ R_д та R_н≈ R_вих.

За характером зміни в часі вхідного сигналу розрізняють підсилювачі постійного та змінного струмів. Підсилювачі постійного струму працюють при нижній частоті f_н = 0. А підсилювачі змінного струму поділяються на підсилювачі низької та високої частот.

За смугою частот робочого діапазону підсилювачі поділяють на вибірні, для яких характерне відношення f_в/f_н <1,1 (підсилення в дуже вузькому діапазоні частот), та широкосмугові з f_в/f_н, яке досягає 1000 і більше.

3алежно від форм підсилюваних сигналів розрізняють підсилювачі гармонічних (синусоїдальних) та імпульсних сигналів. Оскільки імпульсні сигнали, наприклад прямокутної форми, містять в собі широкий спектр частот, імпульсні підсилювачі відносяться до класу широкосмугових. Якщо підсилення одного каскаду недостатньо, то як навантаження R_н використовується вхідне коло наступного підсилювального каскаду, вихід якого під'єднується до входу третього каскаду і т. д. Підсилювач, що має кілька ступенів підсилення, називають багатокаскадним.

Трансформаторний зв'язок використовується лише в кінцевих каскадах підсилення потужності для узгодження підсилювача з навантаженням.

Дедалі більше в підсилювальній техніці використовують операційні підсилювачі в інтегральному виконанні, які одночасно задовольняють багатьом названим вище умовам(6.6). Такі підсилювачі здебільшого підсилюють напругу і використовуються для підсилення сигналів як постійного, так і змінного струму в широкому діапазоні частот.

8.2 Основні характеристики та параметри ЕП

Для оцінки ЕП як функціонального вузла використовують кількісні та якісні по­казники, які називають вторинними (вихідними) параметрами або функціями схеми. До них належать:коефіцієнт підсилення; коефіцієнт частотних спотворень; динамічний діапазон; коефіцієнт гармонік; коефіцієнт корисної дії (ККД); амплітудна характеристика; амплітудно-частотна, фазочастотна та перехідна характеристики.

Коефіцієнт підсилення визначається відношенням амплітудного значення напруги ( струму, потужності) на виході підсилювача до амплітудного значення напруги (струму потужності) на його вході і показує, як змінилися амплітудні значення вихідного сигналу порівняно із вхідним.

Підсилювачі будуються з використанням активних та реактивних компонентів, а тому коефіцієнти передачі таких пристроїв є комплексною величиною. 3гідно з призначенням підсилювача розрізняють коефіцієнти підсилення за напругою , за струмом і за потужністю :

Якщо підсилювач має п каскадів, то:

При великому числі каскадів коефіцієнт підсилення – число громіздке для практичного використання. Зручніша для цього логарифмічна шкала К_подиницею якої є децибел – десята частина десяткового логарифма відношення потужностей на виході і вході підсилювача (дБ) (таблиця1.1):

Враховуючи, що потужність Р пропорційна квадрату напругиабо струму, для коефіцієнтів пiдсилення за напругою та струмом одержимо:

при цьому коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача

Характеристики підсилювача. Для оцінки спроможності ЕП передавати та перетворювати ЕІС з допустимими спотвореннями використовують амплітудно–частотні , фазочастотні, амплітудні та перехідні характеристики(АЧХ, ФЧХ, АХ, ПХ). При аналізі диференціюючих та інтегруючих схем (розд 1.4.) ми давали визначення АЧХ. Нагадаємо, це залежність модуля коефіцієнта передачі пристрою ( підсилювача) від частоти. Для найбільш поширеного класу підсилювачів – RC-підсилювачів, які можна моделювати послідовним включенням диференціюючої та інтегруючої схем, графічне зображення АЧХ показане на рис. 8.1, а. Як тестовий для отримання АЧХ та ФЧХ використовують гармонічний сигнал, частота якого змінюється в частотному діапазоні. Так виконуються дослідження в частотній області. Оскільки модуль коефіцієнта підсилення на різних частотах має різні значення, гармонічні складові вхідного сигналу підсилюються неоднаково, і форма вихідного сигналу відмінна від форми вхідного сигналу. Це явище називають частотним спотворенням. Воно спричинене: - наявністю в схемі реактивних (лінійних) елементів (конденсаторів, індуктивностей) запланованих (передбачених) та паразитних ( небажаних); - частотними параметрами активних компонентів; - ємність та індуктивність навантаження. Так як частотні спотворення обумовлені наявністю конденсаторів та індуктивностей -. лінійних елементів, то ці спотворення називають лінійними.

Частотні спотворення, які вносить підсилювач на частоті ƒ, враховують коефіцієнтом частотних спотворень М, який визначається відношенням модулів коефіцієнтів підсилення на середнійК_п0 і заданій (досліджуваній) частоті К_{п ƒ}:

М = К_п0 /К_пƒ

Для багатокаскадного підсилюва:

При проектуванні ЕП фіксуються граничні частоти нижня (ƒ_н.гр)та верхня (ƒ_в.гр), які визначають смугу пропускання підсилювача Δƒ = ƒ_в.гр. – ƒ_н.гр, в межах якої лінійні спотворення М_н= К_п0 /К_п.н і М_в= К_п0 /К_п.в не перевищують величин, зафіксованих в технічному завдані.В ідеальному випадку, коли підсилювач не вносить частотних спотворень (М = 1), частотна характеристика повинна бути прямою (рис.8.1.а) ), паралельною осі частот. Наприклад, підсилювачі постійного струму не вносять частотних спотворень в області низьких частот.

Для оцінки можливості використання ЕП в конкретній апаратурі, зазвичай, як параметри служать ƒ_в.гр. та ƒ_н.гр, на яких модуль коефіцієнт передачі за потужністю зменшується в 2 рази, що відповідає зменшенню модулів коефіцієнтів передачі за напругою чи струмом в 0.707 від максимального значення, або на -3 дБл.

Максимальний коефіцієнт підсилення RCпідсилювача досягається в області середніх частот. В області нижніх та верхніх частот він спадає. Звертаю увагу на наступне. При досліджені пасивних схем ( диференціюючих та інтегруючих) максимальний коефіцієнт передачі К = 1, а тому граничні частоти визначаються на частотах, де він зменшується до -3дБл. При проведені досліджень таких схем в MS за допомогою візірної лінії Bode Plotter визначають граничні частоти на вказаному рівні послаблення передачі сигналу. При дослідженні ЕП одержують підсилення ( наприклад + 50 дБл), а тому межові частоти необхідно визначати на рівнях 50дБл – 3 дБл = 47 дБл.

Фазочастотна характеристика відображає залежність кута зсуву фази між вхідною та вихідною напругами, або аргументу коефіцієнта підсилення Квід частоти (рис. 8.1.б). Позитивне значення кута φ відповідає випередженню, а від’ємне – відставанню вихідної напруги відносно вхідної. Відзначимо, що під фазовим розуміють зсув, зумовлений реактивними елементами підсилювача, а той, що вноситься активними елементами на 180 ел. град., не беруть до уваги.

За фазочастотною характеристикою оцінюють фазові спотворення, які вносить підсилювач, порушуючи фазові співвідношення між окремими гармонічними складовими складного сигналу, що обумовлює зміну його форми на виході. Для виключення фазових спотворень необхідно щоб ЕП забезпечував на виході фазовий кутφ пропорційний частоті. При цьому будь яка гармоніка складного сигналу має той самий часовий зсув τ, а фазова характеристика φ = – 2πƒτ буде ідеальною( зображена на рис.8.1.бштриховою лінією). Сигнал при проходженні через ідеальний підсилювач зсувається в часі, однак його форма залишається незмінною. Нелінійний характер реальної фазочастотної характеристики вказує на різні часові зсуви для окремих гармонік сигналу складної форми. Тому фазові спотворення, які оцінюються так, як і частотні спотворення на нижній ƒ_н.грі верхній ƒ_в.гр. граничних частотах смуги пропускання, визначаються не абсолютним значенням кута φ, а різницею ординат фазочастотної характеристики і дотичних до неї (штрих пунктирні лінії на рис. 8.1.б). Очевидно, Ф_н = φ_н і Ф_в < φ_в.

З порівняння амплітудно–частотної і фазочастотної характеристик видно, що фазові спотворення свідчать про існування й частотних спотворень. Розглянуті характеристики використовуються при аналізі пристроїв та систем в частотній області.

Амплітудна характеристика (АХ).Це залежність U_вих = f(U_вх)на деякій сталій частоті (рис. 8.2.). В робочому діапазоні амплітуд вхідного сигналу від U_{вх mіn}до U_вхmах амплітудна характеристика майже прямолінійна (відрізок аб), а кут її нахилу залежить від коефіцієнта підсилення на даній частоті.

Якщо вхідний ЕІС відсутній, на вході діє напруга, яка формується в результаті впливу внутрішніх шумів та зовнішніх завад U_вх.mіn,.. Рівень цієї небажаної напруги визначає мінімальне значення ЕІС, яке може сприйматись підсилювачем.

Таким чином значення U_вхmіn визначає чутливість ЕП. Корисний ЕІС меншої амплітуди глушиться шумами. Шуми підсилювача залежать, в основному, від шумів його активних та пасивних компонентів, їх причиною є пульсації напруги джерела живлення, теплові процеси, а також неоднорідність структури матеріалу елементів і нестабільність електричних процесів у часі.

При великих вхідних напругах (U_вх > U_{вх mах}) пропорційність між U_вих та U_вхпорушується. Слід уяснити: максимальна амплітуда ЕІС на виході ЕП завжди обмежується напругою джерела живлення, а тому подальше збільшення амплітуди вхідного сигналу не викликає пропорційного збільшення вихідного, починається обмеження.

Динамічний діапазон. Можливість підсилювати максимальну та мінімальну напруги ЕІС за умови, що кожному миттєвому значенню вхідної напруги відповідає пропорційне значення вихідної напруги (відрізок аб на рис. 8.2), оцінюють за допомогою одного з найважливіших показників підсилювача, який називається динамічним діапазоном. Кількісно динамічний діапазон оцінюється як

де U_{вх mах} і U_{вх mіn} – вхідні напруги, при яких спотворення сигналу і його розрізнення на фоні шумів лежать в допустимих межах. Зазвичай цей параметр оцінюють в децибелах.

Перехідна характеристика. Як і в простих схемах, розглянутих в першому розділі (1.6.5; 1.6.6.). така характеристика відображає реакцію ЕП ( вихідний сигнал ) при подачі на вхід східчастого (тестового) сигналу. Вона дозволяє оцінити тривалість перемикання схеми, тривалість перехідних процесів. Такі тестові сигнали та ПХ використовуються при аналізі імпульсних та цифрових пристроїв в часовій області. Перехідні характеристики конкретних типів ЕП розглядаються нижче.

Нелінійні спотворення. Активні компоненти відрізняються нелінійністю характеристик ( розд.3 та 4 ). В результаті при обробці чисто гармонічного сигналу на виході формується складний сигнал. При наявності нелінійних спотворень вихідний підсилений сигнал несе струм (напругу) не лише першої гармоніки (вхідного сигналу) і струми (напруги) вищих гармонік, починаючи з другої, які відсутні у вхідному сигналі. Рівень нелінійних спотворень чисельно оцінюється коефіцієнтом гармонік К_г, що пропорційний потужності, яка розвивається вищими гармоніками. Оскільки потужність, в свою чергу, пропорційна квадрату струму або напруги, то:

де Р₁, І₁, U₁– потужність, струм та напруга першої гармоніки; п – номер гармоніки.

Для підсилювача з m аскадів

Це ілюструє рис.8.3., на якому зображені вхідна характеристика транзистора за схемою СЕ та вхідна напруга синусоїдальної форми U_вх = U_Вm sin ωt, що подана на базу транзистора (вхід підсилювача). З графіка видно, що вхідний (отже, і вихідний) струм відрізняється від синусоїди, оскільки нижня напівхвиля сплющена через нелінійність вхідної характеристики. Якщо на вхід подається сигнал складної форми, то через наявність нелінійних спотворень його спектральний склад на виході також змінюється. Отже, вихідний сигнал підсилювача містить гармонічні складові, які відсутні у вхідному сигналі. Інакше кажучи, в підсилювальний сигнал вносяться нелінійні спотворення.

Коефіцієнт корисної дії (ККД), що є важливим показником для підсилювачів середньої та особливо великої потужності, визначають із співвідношення

де Р_вих– корисна вихідна потужність, яка віддається підсилювачем в наван­таження;Р_сп– потужність, яку споживає підсилювач від джерела живлення.

Такий параметр, зазвичай, використовують при аналізі вихідних (потужних) ЕП графоаналітичним методом ( розд.4.6).

8.3 Підсилювачі з резистивно-ємнісним зв`язком

8.3.1 Особливості підсилювачів з резистивно-ємнісним зв`язком

Це найбільш поширений клас підсилювачів. Їх називають RC-підсилювачами (рис.8.4.). Особливістю таких підсилювачів є наявність виокремлюючих конденсаторів між джерелом ЕІС та першим каскадом, між каскадами, між кінцевим підсилювачем і навантаженням. Такий міжкаскадний зв`язок створює суттєві переваги для забезпечення необхідного режиму активних компонентів за постійним струмом. Кожний каскад в такому режимі розраховується окремо, що дозволяє оптимізувати початковий стан підсилювача. Так, при підсилені гармонічних та біполярних імпульсних сигналів за допомогою подільників напруги R₁ - R₂ та R ₆- R₇ (зміщення за напругою) забезпечується початковий стан транзисторів VT1та VT2 на середині лінійної ділянки характеристик (активний режим). Для лінійного підсилення однополярних сигналів без взаємного впливу один каскад налаштовується на режим відсікання, а наступний – в режим насичення, або навпаки в залежності від полярності вхідних сигналів.

В той же час наявність виокремлюючих конденсаторів створює відповідні проблеми для передачі ЕІС з допустимими спотвореннями. Такі конденсатори та вхідний опір каскаду створюють диференціюючу схему, яка обумовлює спад АЧХ аж до нуля в області нижніх частот , а в підсилювачах імпульсних сигналів – спад вершини імпульсів (розд.1.6.5.). При цьому як вхідний опір необхідно розглядати паралельне вмикання за змінним струмом резисторів подільників зміщення та вхідних опорів транзисторів ( r_БЕ1, r_БЕ2 ). Таке ствердження справедливе тому, що через великі ємності конденсаторів фільтра та джерела живлення резистори R1 та R6 за змінним струмом приєднуються до спільної точки ( до землі). Таким чином, RC-підсилювачі з достатньою точністю в області низьких частот можливо моделювати диференціюючою схемою та віднести до них всі висновки щодо частотних спотворень та спаду вершини імпульсів, викладені в розділі 1.10.

Звертаємо увагу також на наступне. З метою зменшення впливу зміни температури на параметри ЕП, широко використовуються елементи термостабілізації. В поданій схемі такими елементами є резистори R4 та R8 , наявність яких створює послідовний внутрішньокаскадний негативний зворотний зв`язок за струмом, а відтак дещо стабілізує положення робочої точки. Температура змінюється повільно, а тому такий зв`язок повинен діяти лише за постійним струмом. Негативний зворотний зв`язок зменшує коефіцієнт підсилення корисного ЕІС. Щоб це виключити вказані резистори шунтують конденсаторами C4 та C5 великої ємності (десятки мкФ) і таким чинок виключають зменшення коефіцієнта передачі в робочому діапазоні частот. Але в області низьких частот, коли опір цих конденсаторів зростає, їх шунтувальна дія падає, що доповнює спад АЧХ, викликаний наявністю виокремлюючих конденсаторів.

8.2.2 Амплітудно-частотна та перехідна характеристики

Викладене вище дозволяє при проектуванні та налаштовуванні ЕП враховувати вплив окреслених компонентів на нижню межову частоту та допустимий спад вершини імпульсів при аналізі в області низьких частот та великих тривалостей. Спотворення імпульсів за різних співвідношень сталої часу диференціюючої схеми та тривалості імпульсів, які подані на рис.1.18 та 1.19 можуть бути використані при аналізі RC-підсилювачів.

Властивості ЕП в області великих частот та малих тривалостей можуть бути проаналізовані шляхом моделювання та дослідження інтегруючої схеми зі сталою часу, ємність якої формується частотними властивостями транзисторів, ємністю навантаження (вхідною ємністю наступного каскаду) та паразитними ємностями. Опір резистора інтегруючої схеми – це вихідні опори попереднього каскаду, за які можна прийняти з невеликими похибками опори резисторів R3 та R9. Таким чином, для аналізу RC-підсилювачів, їх АЧХ та ПХ можна скористатись матеріалом, викладеним в розділі 1.6.5; 1.6.61. Частотні спотворення та тривалість переднього фронту імпульсів в залежності від співвідношення сталої часу та тривалості імпульсів, результуюча АЧХ та відповідна ПХ RC-підсилювача показані на рис.1.19 та 8.5.

Моделювання, аналіз та налаштовування RC-підсилювачів, зазвичай проводять за постійним струмом, в частотній та часовій областях. В розділах 4.6.та 4.12.1.1. графоаналітичним методом виконано розрахунок однокаскадного ЕП за постійним струмом.

Наявність виокремлюючих конденсаторів дозволяє скористатись описаною методикою для визначення номіналів резисторів подільників зміщення кожного каскаду незалежно. При цьому можливо забезпечити необхідний початковий режим транзисторів (насичення, відсічки або активний) в залежності від полярності вхідних ЕІС.

Наступним кроком стає вирішення двох задач з метою оцінка спроможності вказаної схеми підсилювати ЕІС з допустимими спотвореннями: - яким чином можливо досягти передачу ЕІС з заданою смугою частот Δƒ = ƒ_в.гр. – ƒ_н.гр, що встановлюється в процесі проведення досліджень в частотній області; - яку мінімальну та максимальну тривалість імпульсів може підсилювати ЕП з допустимими спотвореннями, що визначається дослідженнями в часовій області. Для вирішення конкретних задач корекції АЧХ та ПХ доцільно скористатись методиками дослідження диференціюючих та інтегруючих схем, описаних в розд.1.6.5 та 1.6.6.

Слід звернути увагу на те, що результати дослідження в частотній та часовій областях пов`язані між собою: - високочастотна область АЧХ - це область малих тривалостей ПХ; – низькочастотна область АЧХ - це область великих тривалостей ПХ (рис.8.5.). Оволодіння цим матеріалом дозволить при проектуванні та налаштуванні RC-підсилювачів професійно приймати рішення з метою досягнення параметрів, сформованих в технічному завдані.

8.3.3 Корекція лінійних та нелінійних спотворень

Такий тип ЕП широко використовують також як лінійні підсилювачі імпульсних сигналів. В даному випадку необхідно забезпечити не тільки достатній коефіцієнт підсилення, але й допустимі спотворення форми вихідних імпульсів: тривалість переднього фронту та спад вершини. Для забезпечення заданих параметрів використовують низькочастотну (зменшення спаду вершини) та високочастотну (зменшення тривалості переднього фронту) корекції імпульсів (рис.8.6.).

Крім параметрів періодичної послідовності імпульсів (частота, період ) важливими є також параметри форми імпульсів та допустимі їх спотворення. Кількісну оцінку форми вихідних імпульсів та властивостей його окремих ділянок розглянемо при надходженні на вхід ЕП імпульсу прямокутної форми (рис. 8.6,а).Параметри форми імпульсів: амплітуда імпульсу U_т, тривалість імпульсу t_і, тривалість фронту t_ф, тривалість зрізу t₃, спад вершини імпульсу ΔU_т.

Амплітудою імпульсу називають найбільшу напругу (струм) імпульсного сигналу. В інформаційних імпульсних пристроях амплітуда імпульсів лежить в межах від десятих частин до сотень вольт (від частин міліампера до частин ампера).

Тривалість імпульсу визначається відрізком часу між моментами виник­нення та зникнення імпульсу. Тривалість реального імпульсу виміряти важ­ко. Її заміряють на рівні 0,1 U_т або 0,5U_т, рахуючи від основи. Тривалість імпульсу для останнього випадку називають активною три­валістю t_іа,оскільки результат впливу імпульсу на електричне коло реально виявляються при досягненні ним рівня, близького до 50 %.

Тривалість фронту визначається часом зростання імпульсу, а тривалість зрізу – часом спаду імпульсу. Інтервали часу, які відповідають тривалості фронту t_фта зрізу t₃імпульсу, відраховують відповідно між рівнями 0,1 U_т – 0,9U_т та 0,9 U_т – 0,1U_т. Це є активні тривалості фронту та зрізу імпульсу, які становлять 5...20 %. Чим менше відношення t_ф /t_і;та t₃ /t_і, тим ближче реальна форма імпульсу до прямокутної й тим доброякісніший процес обміну інформацією в імпульсних пристроях. Тривалість переднього фронту імпульсу між рівнями 0.05 та 0.95 U_т майже співпадає з тривалістю повного заряду ємності вихідної інтегруючої схеми t_ф ~ 3τ.

Спад вершини імпульсу ΔU_т відбувається за наявності виокремлюючих конденсаторів, а відтак - вхідної диференціюючої схеми зі сталою часу τ _Н. Іноді замість абсолютного визначають відносний спад ΔU_т /U_т. Враховуючи зв`язок форми вихідного сигналу з процесом заряду виокремлюючої ємності U_ВИХ = U _ВХ - U_С , можна констатувати, що за тривалості вхідного імпульсу, за якої ємність диференціюючої схеми повністю зарядиться( t_і ~ 3τ) , амплітуда вихідного імпульсу зменшується до нуля, тобто маємо 100% спад вершини. Бажано, щоб спад був по можливості якнайменший. У деяких імпульсах (експоненцiйних, трикутних та ін.) плоска вершина відсутня, і в точці вершини фронт переходить одразу в зріз.

RC -підсилювачі відносяться до ЕП попереднього підсилення, а тому їм притаманні дві такі особливості: вони обробляють сигнали малої амплітуди, тобто працюють в режимі малих амплітуд, що дозволяє для розрахунків та аналізу використовувати лінійні методи; - навантаженням попереднього каскаду є вхідний опір наступного, що обумовлює специфіку керування електронними потоками. Зупинимось на цьому детально.

В першому розділі при пояснені принципу підсилення потужності ( принципу реле ) навантаження вмикається послідовно з джерелом живлення безпосередньо. Потужність, що поступає в навантаження керується опором послідовного резистора (лампи, транзистора), чи контактами реле (рис.1.6.). В RC-підсилювачах такий підхід може бути використаним лише для останнього вихідного каскаду, коли навантаженням є резистор R₉ , а також при розрахунках та аналізі вихідних (кінцевих) підсилювачів – підсилювачів потужності (розд.8.7).

Підсилювачі попереднього підсилення вирішують задачу підвищення амплітуди ЕІС, які поступають на вхід наступного каскаду. Це досягається шляхом керування електронними потоками від джерел живлення через управління опорами резисторів за законами зміни вхідних ЕІС. Вихідна напруга формується безпосередньо на транзисторах U_ВИХ = U_КЕ = Ec –IсRc. Керований опір (опір лампи, транзистора) використовується для управлення струмом від джерела живлення таким чином, що при максимальному сигналі на вході створюється максимальний струм і відповідно максимальний спад напруги на резисторах в колах колекторів. В результаті на виході формується мінімальна амплітуда ЕІС. Навантаженням каскадів є вхідний опір наступного каскаду, а резистори в колі колекторів використовуються для формування спаду напруги. Вони виконують функції резистора R1 в схемі подільника напруги (див.1.6.2.), а співвідношення r_ТР / (r_ТР + Rc) визначає рівень амплітуди вихідного сигналу, потужність якого значно перевищує потужність вхідних ЕІС. Аналогічно відбувається формування сигналів в схемах зі СБ. В схемах зі СК як резистор подільника напруги R1 слід розглядати опір транзистора r_ТР, а рівень вихідного сигналу визначати співвідношенням R_Е / (r_ТР + R_Е). При цьому слід зауважити, що виділені співвідношення описують процеси формування вихідних сигналів лише за умови, коли R_{ВХ ( n+1)} >> R_{ВИХ n}. В протилежному випадку порушується режим попереднього каскаду, як це показано при досліджені подільника напруги ( розд.1.6.2.). В багатьох випадках для виключення таких проблем як узгоджувальні використовують емітерні повторювачі. Зокрема, зазвичай, їх вмикають на вході та виході функціональних багатокаскадних вузлів. Для вирішення таких проблем широко використовуються також операційні підсилювачі завдяки їх великому вхідному опору та одночасно – малому вихідному (розд.6.6.3).

8.4 Зворотний зв`язок та його використання

8.4.1 Визначення та класифікація

Крім каналу прямого проходження сигналу (основне коло) підсилювальний каскад може мати кола, по яких частина енергії корисного сигналу передається з виходу каскаду на його вхід або на вхід одного з попередніх каскадів у випадку багатокаскадного підсилювача.

При цьому в підсилювачі діє зворотний зв'язок (ЗЗ). Кола, по яких подається сигнал зворотного зв'язку, називають колами зворотного зв'язку. Замкнутий контур, утворений під’єднанням до підсилювача кола зворотного зв'язку, називають петлею зворотного зв'язку. Розрізняють однопетльові (рис.8.7, а) та багатопетльові (рис.8.7, б) зворотні зв'язки. В останній схемі можна виділити загальну петлю зворотного зв'язку , яка включає в себе весь підсилювач з коефіцієнтом підсилення , імісцеву петлю зворотного зв'язку , яка охоплює окремий підсилювальний каскад.

Дія зворотного зв'язку проявляється в зміні величини вхідного си­гналу підсилювача.

Дія зворотного зв'язку проявляється в зміні величини вихідного сигналу підсилювача

Якщо — коефіцієнт підсилення без зворотного зв'язку, а — коефіцієнт підсилення із зворотним зв'язком, то напруга на виході схеми

(

Поділивши обидві частини рівняння на , одержимо:

або

звідки

– фактор зворотного зв'язку, який називається петльовим підсиленням і який задає характер зворотного зв'язку та значення коефіцієнта підсилення ; – глибина зворотного зв'язку.

За умови φ_к + φ_β = π, де φ_к і φ_β – кути фазових зсувів сигналу, які вносяться відповідно підсилювачем та колом зворотного зв'язку, , тобто коефіцієнт зворотного зв'язку - величина дійсна та від'ємна. В цьому випадку

Таким чином, якщо сигнал зворотного зв'язку надходить на вхід підсилювача в протифазі із вхідним сигналом, то коефіцієнт підсилення зменшується в (1+ β К_п) раз. Такий зворотний зв'язок називають негативним зворотним зв'язком.

Незважаючи на зменшення підсилення, негативний зворотний зв'язок широко вико­ристовують, оскільки з його введенням значно покращується ряд параметрів підсилювача. Так, зменшення коефіцієнта підсилення супроводжується збіль­шенням стабільності підсилювача, що підвищує стійкість його роботи.

При βК_п >>1 (глибокий зворотний зв'язок) рівність набуває вигляду

Аналогічно можна показати, що при послідовному зворотному зв'язку за напругою в (1 + βК_п) раз збільшується вхідний опір підсилювача і в стільки ж разів зменшується вихідний опір. При будь–якому виді негативного зворотного зв'язку в (1 + βК_п) раз зменшуються частотні, фазові та нелінійні спотворення, а також напруги шумів.

Аналогічно можна показати, що при послідовному зворотному зв'язку за напругою в (1 + βКп) раз збільшується вхідний опір підсилювача і в стільки ж разів зменшується вихідний опір. При будь–якому виді негативного зворотного зв'язку в (1 + βКп) раз зменшуються частотні, фазові та нелінійні спотворення, а також напруги шумів.

Таким чином, вводячи негативний зворотний зв'язок і змінюючи його параметри, можна змінювати в потрібному напрямі вхідний та вихідний опори підсилювача, його частотні та фазові характеристики, тобто поліпшувати параметри підсилювача.

При φ_к + φ_β = 2πп, де п = 0,1,2, ..., коли збігаються фази напруг та , .

З рівняння одержуємо

Зворотний зв'язок, при якому коефіцієнт підсилення підсилювача збі­льшується, називають позитивним зворотним зв'язком. Якщо 1 > βК_п> 0, згідно з рівнянням , К_зв> К_п ,але має скінчене значення. При βК →1 К_зв→ ∞ і коливання на виході підсилювача будуть навіть при відсутності вхідного сигналу, розвиваючись від малих флюктуарних шумових сигналів. В такому випадку підсилювач самозбуджується, перетворюючись у генератор електричних коливань. Для підсилювача такий режим роботи неприпустимий.

В багатокаскадних підсилювачах через загальні кола живлення, ємності монтажу, паразитні індуктивності можуть з'являтися внутрішні зворотні зв'язки. Це призводить до погіршення характеристик підсилювача і в деяких випадках – до його самозбудження. Подібні зворотні зв'язки називають паразитними. Використання коригуючих кіл, розв'язуючих фільтрів і інших заходів дає змогу звести паразитні зворотні зв'язки до мінімуму.

8.4.2 Вплив зворотного зв`язку на основні параметри ЕП

Паразитний ЗЗ завжди є небажаним і погіршує параметри ЕП. Запрограмований ЗЗ широко використвується для необхідної корекції параметрів ЕП. Розглянемо основні напрями використання позитивного та негативного ЗЗ.

Позитивний ЗЗ збільшує результуючий коефіцієт підсилення (передачі) пристроїв, але обумовлює погіршення решти параметрів та характеристик ЕП. Використовують такий ЗЗ з метою підвищення чутливості ЕП при обовязковому вирішені питань стійкості для усунення умов самозбудження, а також широко для побудови вибірних підсилювачів та генераторів незатухаючих електричних коливань.

Негативний ЗЗ зменшує коефіцієнт підсилення ЕП, що відноситься до недоліків його використання, але створює можливості для корекції та покращення якісних характеристик і параметрів пристроїв:

Зменшуються лінійні спотворення за рахунок розширення смуги частот, що відповідно зменшує спотворення форми імпульсів;

- Амплітудна характеристика (рис.8.2) стає більш пологою, що обумовлює збільшення динамічного діапазону;

- Нелінійні спотворення зменшуються в (1 + βКп) раз, що важливо для прикінцевих та вихідних каскадів підсилення;

- Зміна вхідного опору ЕП при використані ЗЗ залежить тільки від способу його вмикання у вхідне коло і не залежить від того, яким чином підключена петля зворотного зв`язку до виходу. Вхідний опір ЕП з послідовним ЗЗ суттєво (в (1 + βКп) раз ) зростає. Такий ЗЗ створюється в емітерних (катодних, витікових) повторювачах, що дозволяє ефективно узгоджувати ЕП з датчиками, які вирізняються великим внутрішнім опором. Одночасно такий тип ЗЗ в стільки ж разів зменшує вихідний опір. Це також важлива перевага, тому що стає можливим підключити низькоомне навантаження. Наприклад, емітерні повторювачі широко використовуються для побудови безтрансформаторих підсилювачів потужності.

При створені паралельного ЗЗ, навпаки, вхідний опір зменшується, а тому такий ЗЗ доцільно використовувати обережно, враховуючи можливий вплив на режим попереднього какскаду.

Вихідний опір підсилюючого пристрою з колом ЗЗ залежить тільки від способу зняття сигналів ЗЗ (за напругою чи струмом ) та не залежить від того яким способом ці сигнали вводяться у вхідне коло ( послідовно чи паралельно). Наприклад, негативний ЗЗ за напругою в (1 + βКп) зменшує вихідний опір та не впливає на вхідний опір. Включення НЗЗ за струмом – збільшує вихідний опір.

Створення кола НЗЗ зазвичай використовують для підвищення стабільності роботи як однокаскадних так і багатокаскадних ЕП, виконаних на дискретних та інтегральних компонентах. Так, в транзисторних підсилювачах за схемою СЕ зазвичай передбачається темперетурна стабілізація за допомогою послідовного НЗЗ за струмом (розд. 4).

8.4.3 Паразитні зворотні звязки в підсилювачах

Паразитні ЗЗ виникають в результаті індуктивних та ємнісних з`язків між елементами схеми та каскадами. Для зменшення таких з`язків використовують екранування окремих елементів схеми, головним чином вхідних кіл ЕП, де корисні інформаційні сигнали ще дуже малі. Для цього окремі елементи розміщують в екранах з металів, які мають велику провідність або велику магнітну проникливість. Послабити паразитні ЗЗ можливо раціональним консруюванням ЕП (використання екранованих провідників, рознесення кіл входа та вихода та ін.).

Звернемо увагу на ще один тип празитного ЗЗ – це небажаний з`язок через використання спільного джерела живлення ЕП. На рис.8.4 подана принципова електрична схема двокаскадного підсилювача на біполярних транзисторах зі спільним джерелом живлення +E, яке має внутрішній опір R10. Реальні джерела зазвичай мають такі опори. При надходжені вхідних сигналів на цьому опорі виділяється змінна складова головним чином від протікання змінної складової другого каскаду, що значно перевищує за величиною стуми попереднього каскаду. Розглянемо випадок за відсутності конденсатора та резистора фільтра (С1 та R5). При надходжені на вхід позитивного напівперіода на колекторі VT1 формується негативний. При цьому значний струм вихідного каскаду зменшується, а значить зменшується спад напруги на внутрішньому опорі (R10). Напруга живлення колектроних кіл зростає і у відповідній пропорції через резистор R1 позитивний сигнал поступає на базу VT1. Фаза сигнала, який виникає за рахунок використання спільного джерела живлення, співпадає з фазою вхідного сигналу. В результаті утворюється позитивний ЗЗ. За достатньої глибини ПЗЗ підсилювач самозбуджується, що недопустимо. При цьому генерація зазвичай виникає на низьких частотах, де джерело живлення має найбільший внутрішній опір (на виході джерела живлення вмикаються ємнісні фільтри, опір яких зростає зі зменшенням частоти).

Для усунення паразитних ЗЗ через джерело живлення використовують розв`язувальні фільтри, які складаються з опору R5 (вмикається послідовно з колекторним резистором першого каскаду) та конденсатора С1 ( рис.8.4). В результаті змінна складова джерела живлення відфільтровується на землю через конденсатор і не попадає в коло бази VT1.

Зниження паразитного ЗЗ через спільне джерело живлення досягається також використанням стабілізованих джерел живлення з малим внутрішнім опором (розд.10).

8.5 Підсилювачі постійного струму

8.5.1 Визначення та класифікація

Підсилювачі постійного струму (ППС) призначені для підсилення як постійної так і змінної складових електричних інформаційнх сигналів (періодичних або неперіодичних). Тому в таких ЕП зв`язок між каскадами повинен бути безпосереднім або за допомогою активних опорів чи інших елементів, опір яких не залежить від чистоти. Таким чином, в ППС відсутні виокремлюючі конденсатори, модель підсилювача виключає диференціюючу схему та може бути представлена лише інтегруючою схемою, в якій резистор визначається вихідним опором, а ємність відображає високочастотні властивості активного копонента, ємність навантаження та празитну ємність, як і в RC-підсилювачах. Тобто, при аналізі ППС в частотній та часовій областях можливо скористатись АЧХ та ПХ інтегруючої схеми (див.розд. 1.6.6.). Підкреслимо: відсутність виокремлюючих конденсаторів виключає низькочастотні (лінійні) спотворення і відповідно спад вершини імпульсів, але водночас створює суттеві труднощі узгодження першого каскаду ППС з джерелом ЕІС, міжкасдного зв`язку та вихідного підсилювача з навантаженням.

Для вирішення сформованих проблем реалізують два принципи побудови ППС: - ППС з безпосереднім зв`язком; - ППС з модуляцією та демодуляцією.

Для побудови ППС використовують вакуумні електронні лампи, біполярні та польові транзистори, оптоелектронні схеми і ІМС.

Безпосередній зв'язок приводить до того, що любі зміни постійної напруги на виході одного каскада, які спричинені внутрішніми та зовнішніми дестабілізуючими факторами ( температурною та часовою нестабільністю параметрів активних компонентів та резисторів, нестабільністю джерела живлення, низькочастотними шумами і завадами) сприймаються в ППС як рівноцінні діючому корисному сигналу.

Небажена зміна напруги на виході ППС за відсутності вхідного ЕІС називається дрейфомнуля підсилювача. Цей параметр визначають при закороченому вході ППС шляхом виміру зміни вихідної напруги ∆.U_вих за визначений час. Для порівняння підсилювачів між собою використовують поняття приведенного до входу дрейфу нуля е_др=∆ U_вих/К_u , де K_u – коефіцієнт підсиленняППС. Значення цього параметру обмежує чутливість підсилювача – мінімальну вхідну напругу, яку можна виокремити на його виході з урахуванням дрейфів. Мінімальний вхідний сигнал, який можна виділити на рівні дрейфу, повинен бути у 2-3 рази більшим е_др. Тому при розробці ППС основною задачою є зменшення дрейфу. Для цього використовують нагативний ЗЗ, включення температурнозалежних компонентів, застосування паралельно-балансовихих і диференціальних каскадів (див.розд. 6).

Важливим параметром для ППС яляється коефіцієнт пригнічення синфазної завади, який детально проаналізовано в розділі 6.

8.5.2 Підсилювачі постійного струму з безпосереднім зв`язком

Для побудови інформаційно-вимірювальних систем широко використовують аналогові інтегральні схеми, базові структури таких ІМС розглянуті в розділі 6. Вони зазвичай є ППС, тому що формування виокремлюючих та шунтівних конденсаторів великої ємності в ІМС не виконують через технологічні складності.

При проектувані та налагодженні ППС вирішують наступні питання:

- узгодження джерела вхідного сигналу із входом підсилювача без зміни його режиму за постйним струмом;

- узгодження навантаження з виходом ППС; - організація безпосереднього зв`язку між каскадами багатокаскадного ППС.

Для узгодження датчика (джерела ЕІС) із входом ЕП застосовують вмикання додаткового джерела Е_ком (рис. 8.9, а). Для забезпечення початкового положення робочої точки за допомогою подільника напруги (R₁-R₂ ) формується потенціал бази U_Б , що забезпечує необхідне початкове зміщення U_БЕ. Якщо тепер у відсутності виокремлюючого конденсатора до бази транзистора підключити датчик, паралельно опору R2 вмикається внутрішній опір датчика, який може бути сумірним з опорами подільники. В результаті співвідношення опорів подільника змінюється, а потенціал бази зменшується, початковий режим транзистора порушується. Зміна U_Б сприймається як зміна сигнала датчика, тобто поява ЕІС. При включені компенсаційного джерела Е_ком = U_Б напруга між вхідними затискачами ППС дорівнює нулю, що виключає вплив датчиків. На рис.8.9, б напруга компенсації формується за допомогою подільників R_К1- R_К2 . Як і в попередній схемі вона дорівнює U_Б. Недоліком цієї схеми є те, що датчик не підключається до спільної шини, що істотно погіршує завадозахищеність ППС.

На рис.8.9, в показана схема з двома джерелами живлення, яка поширена при використані ІМС. Таке вмикання джерел дозволяє забезпечити початкове положення робочої точки (U_БЕ) при U_Б = 0 за рахунок формування відповідного потенціалу емітера за допомогою джерела -Е. Такий варіант найприйнятніший та найзручніший.

Аналогічні проблеми вирішуються при узгоджені ППС з навантаженням, для чого використовують ті ж самі способи. Найбільш поширеним є використання двох джерел живлення (рис.8.10 ). В початковому режимі на колекторі встановлюється потенціал U_К = 0 (напруга між колектором та спільною шиною), що забезпечує безпосереднє підключення навантаження до виходу ППС.

Розглянемо міжкаскадні зв`язки у ППС. Для цього використовують:- безпосередні (гальванічні) з`єднання (рис.8.11, а); - через стабілітрони (рис.8.11,б); - шляхом використання комплементарних пар (чергування транзисторів типу р-п-р та п-р-п, рис.8.11, в). В схемі ППС із безпосереднім зв`язком мають виконуватись такі умови: R<sub>Е1</sub>< R <sub>Е2</sub>< R<sub>Е3</sub> та R<sub>К1</sub>> R<sub>К2</sub>> R<sub>К3</sub>. Оскільки коефіцієнт підсилення каскаду орієнтовно визначають за виразом К<sub>U</sub> = R <sub>K</sub> / R<sub>E</sub>, то , починаючи з третього каскаду, важко забезпечувати К<sub>3</sub> > 1. Отже, такими зв`язками можна користатись для побудови двокаскадних ППС.

Для узгодження відносно великого потенціалу колектора попереднього каскаду з малим потенціалом бази наступного ефективно використовують спад напруги на стабілітронах (рис.8.11, б). В режимі пробою на стабілітронах спадає постійна напруга U_ст. Для забезпечення такого режиму необхідно, щоб напруга джерела живлення та величини опорів резисторів R_K і R_E створювали необхідний робочий струм стабілітрона ( І_СТ >I_{min СТ}). В такій схемі зміна ЕІС передається через стабілітрон без втрат завдяки малому динамічному опору. Тип стабілітрона визначається необхідним спадом напруги. На рис.8.11,б виділено потенціали напруг на колекторі U к, базі U Б та емітері U Е. При узгоджені виходу першого каскаду зі входом другого необхідно забезпечити початковий стан транзистора Q_2, тобто – відповідне значення U_БЕ = U_Б- U_Е. Це досягається спадом напруги на стабілітроні U_БЕ=U_К- U_СТ . При надходженні ЕІС потенціал колектора транзистора Q₁ змінюється (збільшується або зменшується). Спад напруги на стабілітроні залишається постійним, а тому зміна ЕІС на колекторі без втрат передається на базу Q₂.

Ефективним для забезпечення міжкаскадного зв`язку є використання комплементарних пар транзисторів (рис.8.11, в). В такій схемі відсутні вимоги до збільшення опору в колі емітера та зменшення опору в колі колектора зі зростанням номера каскаду, тому вона знаходить практичне застосування, як і схема з двома джерелами живлення.

Необхідна початкова напруга транзисторів наступного каскаду в такій схемі забезпечується відповідним спадом напруги на резисторах в колах колекторів та резисторах в колах емітерів, які попарно приєднані або до +E, або до 0. Це забезпечує переваги таких схем.

8.5.3 Підсилювачі постійного струму

з модуляцією – демодуляцією

При вирішенні задач значного підсилення потужності ЕІС з постійною складовою використовують перетворення інформації шляхом модуляції-демодуляції. Функціональна схема ППС, побудованого за таким принципом, зображено на рис. 8.12. Процеси обробки ЕІС нагадують модуляцію та детектування, які використовуються в радіомовленні, телебаченні та інших радіотехнічних системах з амплітудною модуляцією (див. розд.1).

Низькочастотний малопотужний ЕІС з полосою частот 0…f_верх, що формується датчиком, попередньо підсилюється ППС, та поступає на вхід балансного модулятора. Генератор несучої частоти формує високочастотний сигнал постійної амплітуди, частота якого f_нес в 10 – 100 разів більша верхньої межової частоти ЕІС. На виході балансного модулятора виділяється сигнал зі змінною амплітудою, величина якої визначається рівнем вхідного ЕІС. Низькочастотна (постійна) та високочастотна складові тепер зафіксовані рівнем амплітуди високочастотного коливання. Для підсилення потужності такого сигналу використовують RC- підсилювачі або вибірні підсилювачі з резонансною частотою f_нес.

8.6 Вибірні (селективні) підсилювачі

8.6.1 Визначення та класифікація

Вибірні підсилювачі (ВП) забезпечують підсилення ЕІС на частоті f_РЕЗ у вузькій смузі частот ∆ f за відношенням ∆ f / f_РЕЗ<<1. Вони широко використовуються в різних вимірювальних пристроях для виокремлення корисного сигналу визначеної частоти, а також в радіоприймачах для прийому лише однієї радіостанції та пригнічення сигналів інших джерел.

Виділяють два різновиди ВП:

- резонансні підсилювачі;

- підсилювачі з частотно-залежним зворотним зв`язком.

У перших вибірковість забезпечується паралельним LC контуром, що має частотно-вибіркові властивості та служить навантаженням вихідного кола підсилювача. Вибіркові підсилювачі другої різновидності використовують RC-кола частотно залежного зворотного зв'язку, які підкреслюють або заглушають сигнали у вузькому діапазоні частот. Це, власне, зумовлює квазірезонансний характер частотної характеристики підсилювача.

8.6.2 Резонансні підсилювачі

Для побудови РП використовують активні дискретні компоненти та спеціальні ІМС.

Принципова електрична схема РП на дискретних компонентах подана на рис.8.13, а АЧХ в логарифмічному масштабі – на рис. 8.14. Опір коливального контуру на резонансній частоті має максимальне значення та активний характер. Отже, коефіцієнт підсилення резонансного підсилювача максимальний, коли частота підсилювального сигналу збігається з резонансною частотою коливального контуру зменшуючись на інших частотах.

Резонансні підсилювачі характеризуються вибірковістю, яка визначає перевищення підсилення на резонансній частоті порівняно з підсиленням на деякій частоті смуги пропускання. Підвищення вибірковості на заданій частоті зв`язане зі збільшенням добротності контуру.

Промисловість випускає мікросхеми, спеціально призначені для резонансних високочастотних підсилювачів. Основою таких мікросхем є диференційний підсилювач (235УР3), каскадний підсилювач СЕ – СБ або диференційний підсилювач в сполученні з каскадними схемами (235УВ1) і ін. Необхідні параметри РП забезпечуються підключенням навісних LC компонентів контуру до зовнішніх виводів ІМС.

При побудові багатокаскадних ВП виникає задача забезпечити селекцію ЕІС в деякому широкому частотному діапазоні. Для цього в послідовно з`єднаних резонансних підсилювачах розладнують резонансні частоти одну щодо іншої.

8.6.3 Підсилювачі з частотно–залежним зворотним зв'язком

Застосування резонансних підсилювачів в діапазоні низьких частот (десятки – сотні герц) недоцільне, оскільки зі збільшенням номіналів індуктивностей та ємностей погіршуються не лише технічні (добротність, вибірковість), але й експлуатаційні (маса, габаритні розміри) їх показники. В цьому випадку застосовують ВП з частотно–залежним зворотним зв'язком. На рис. 8.15, а зображена схема ВП на операційному підсилювачі зі схемою частотно–залежного зворотного зв'язку у вигляді подвійного Т– подібного мосту, який широко застосовується. Найбільшу вибірковість 2Т–міст забезпечує, коли R₃= R₁R₂ /(R₁+ R₂)і С₃ = С₁ + С₂. При цьому квазірезонансна частота ω₀визначається виразом

,

якщо

R₁ = R₂= 2R₃та С₁ = С₂ = 0,5С₃,

то

ω₀= 1/R₁С₁= 1/R₃С₃= 1/R₂С₂.

Амплітудно–частотна характеристика 2Т–мосту показана на рис. 8.15, б.

Вона свідчить про те, що міст пропускає майже без пригнічення всі частоти крім квазірезонансної. При включені його між виходом та інвертувальним входом ОП створюється сильний негативний зворотний зв`язок, оскільки 2Т-міст на квазірезонансній частоті не вносить фазовий зсув. В результаті на цій частоті відключається негативний зворотний зв`язок, що забезпечує суттєве підвищення коефіцієнта підсилення на квазірезонансній частоті (рис..8.15)

Наявність негативного зворотного зв`язку у ВП стабілізує показники підсилювача та покращує його властивості, завдяки чому така структура має широке використання.

8.7 Підсилювачі потужності

8.7.1 Особливості побудови та класифікація

Усі розглянуті вище ЕП підсилюють потужність ЕІС, але вони відносяться до підсилювачів попередньої обробки сигналів, в яких вирішуються задачі узгодження з датчиками, виділення корисного сигналу на фоні шумів, збільшення амплітуди ЕІС (досягнення максимального коефіцієнта підсилення за напругою), передачу сигналів з допустимими спотвореннями та ін. При цьому резистори в колі колектора в схемах СЕ та СБ (рис.4.9;.4.16; 4.19) чи в колі емітера в схемі СК (рис.4.21) не являються безпосередньо навантаженням, а використовуються для формування сигналів, які передаються на вхід наступного каскаду, вхідний опір якого і є навантаженням.

Вихідні каскади – підсилювачі потужності (ПП) шляхом реалізації ефекту реле забезпечують необхідну потужність ЕІС безпосередньо в навантажені – в кінцевих пристроях (гучномовцях, технологічному обладнані та ін.). Такі пристрої працюють в режимах великих сигналів, споживають велику потужність від джерел живлення, а тому при аналізі ПП необхідно: - користуватись лише нелінійними методами (наприклад, графоаналітичним, розд.4.6.), які враховують нелінійність характеристик активних компонентів; - основними параметрами ПП слід вважати коефіцієнт нелінійних спотворень (див.8.2.) та ККД.

З електротехніки відомо, що любе джерело напруги (струму) віддає максимальну потужність в навантаження за умови, коли внутрішній опір джерела дорівнює опору навантаження. Але це справедливо лише для лінійних електричних кіл. В режимах великих амплітуд транзисторні каскади є нелінійними, а тому максимальну потужність віддають за деякого оптимального навантаження. Так як реальні навантаження ПП мають опори, які відрізняються від оптимальних, то їх підключали через узгоджувальні трансформатори. Це одночасно вирішувало проблему гальванічної розв`язки кіл.

При побудові ПП використовують такі режими роботи транзисторів: А; В; АВ. В однотактних підсилювачах в початковому стані робоча точка знаходиться на середині лінійної ділянки характеристики (рис.4.12, 4.13, точка 3). Це режим А, який забезпечує мінімальні нелінійні спотворення, але споживання енергії за відсутності ЕІС обумовлює низький ККД .

В двотактних трансформаторних та безтрансформаторних каскадах ефективно використовується режим В, коли в початковому стані обидва транзистори знаходяться в режимах відсікання, що виключає споживання енергії за відсутності вхідних ЕІС. При надходженні гармонічних або двополярних сигналів в позитивний напівперіод відкривається один транзистор, а другий знаходиться в режимі відсікання, в негативний напівперіод - навпаки. Через значну нелінійність початкової ділянки вхідних характеристик транзисторів в режимі В з`являється проміжок часу, коли один транзистор уже закрився, а другий – ще не відкрився. В результаті в гармонічних складових на навантажені формується сходинка, що суттєво збільшує нелінійні спотворення. Для виключення цього небажаного ефекту, використовують режим АВ ( точка 1, рис.4.12, що дещо зменшує максимальний ККД.

Виділяють такі основні типи ПП:однотактний каскад класу «А» з резистивним навантаженням;

1. Однотактний каскад класу «А» з динамічним навантаженням;

2. Однотактний трансформаторний каскад класу «А»;

3. Трансформаторний двотактний каскад класу «АВ»;

4. Безтрансформаторний двотактний каскад класу «АВ»:

а) на транзисторах одного типу провідності (n-p-n, або p-n-p);

б) на транзисторах протилежного типу провідності (n-p-n та p-n-p, комплементарні пари).

Однотактні каскади використовують для підсилення потужності до 3 Вт при мінімальних нелінійних спотвореннях, але з ККД не більше 25% з резистивним навантаженням та до 35 – 40% при використані трансформаторів. Максимальне значення ККД до 78% можна досягти за допомогою двотактних трансформаторних каскадів класу В.

Розробка потужних транзисторів n-p-n та p-n-p з ідентичними параметрами, а також особливості ІМС (відсутність трансформаторів) забезпечили створення безтрансформаторних ПП.

8.7.2 Безтрансформаторні підсилювачі потужності

Безтрансформаторні ПП працюють у режимах А, В і АВ та широко використовуються в дискретній електроніці і аналогових ІМС. Особливістю таких каскадів є послідовне ввімкнення активного приладу та навантаження до джерела живлення (рис.8.16, а

Читайте також:

1. IV розділ. Сегментація ринку та вибір цільового сегменту
2. IІI розділ. Аналіз стану маркетингового середовища підприємства
3. V розділ. Товарна політика підприємства
4. VI розділ. Маркетингова цінова політика
5. VII розділ. Маркетингові рішення з розподілу та збуту товару
6. VIII розділ. Маркетингова політика комунікацій
7. А) Роздільне складання таблиць (За підручником Богдановича М.В.)
8. Аварійно-рятувальні підрозділи Оперативно-рятувальної служби цивільного захисту, їх призначення і склад.
9. Актив і пасив балансу складаються також з певних розділів.
10. Активи, що реалізуються повільно (А3) – це статті 2-го розділу активу балансу, які включають запаси та інші оборотні активи (рядки 100 до 140 включно, а також рядок 250).
11. Активні компоненти – електронні прилади
12. Аналіз бойових дій пожежних підрозділів

Переглядів: 9171